采用SiC 功率器件的直流供电牵引系统电磁干扰分析及其抑制方法

李 华，王梦谦，曹 虎，白旭峰，袁文琦

（中车青岛四方车辆研究所有限公司，山东 青岛 266031）

近年来，以SiC 为代表的宽禁带半导体材料的制备、制造工艺迅速发展，使其在电动汽车、光伏、高密度供电电源等领域得到广泛的应用。随着高压、大功率SiC 功率器件的结构设计和制造工艺不断完善，SiC 功率器件在轨道牵引系统有着极大的应用潜力，德国、法国、日本等轨道交通装备制造强国均将SiC 功率器件作为下一代半导体，开展相关变流装置的研制。日本三菱已成功将3 300 V 电压等级SiC-MOSFET 应用在N700S 高速动车组上［1］。

SiC 功率器件以其特有的低功率损耗、高工作频率等特性，可进一步减小散热部件尺寸和质量；通过提高开关频率，可优化系统电流谐波特性，减小磁芯元件尺寸、质量［2］，从而实现变流装置的高效化、小型化、轻量化设计。

但采用SiC 功率器件也带来了一些挑战，跟传统Si-IGBT 功率器件相比，SiC-MOSFET 功率器件的开通、关断时间明显减小，在其开断过程伴随很高的电压变化率dv/dt和电流变化率di/dt，这就会给系统带来更高的电磁干扰［3］，如果不针对性研究分析并采取相关抑制措施，不但影响负载的正常工作、缩短其使用寿命，而且对逆变器本身也带来很大的危害。

文中通过研究SiC-MOSFET 功率器件的开关特性，以及其开关过程伴随的dv/dt和di/dt，对牵引逆变电路的干扰耦合电路进行分析，并分析SiC-MOSFET 功率器件开断过程对电机端部过电压机理的影响。在此基础上，对SiC 牵引变流器的共模、差模干扰，电机过压冲击进行测试。最后，结合理论分析与测试结果，提出适合工程化应用的抑制策略，并通过试验进行验证。

1 直流供电牵引系统电磁干扰传导路径

对于直流供电的牵引系统，牵引主回路由支撑电容、负载电阻、三相逆变电路和牵引电机组成，其简化电路如图1 所示。

图1 直流供电牵引系统简化电路

在牵引系统运行过程，三相逆变电路的功率器件相继交替开通关断，每次开断动作都会产生电压或者电流的快速变化，在此过程中就会产生共模干扰和差模干扰。差模干扰主要由开关过程产生di/dt引起，在回路中产生差模电压，最终在回路中形成脉动的环路干扰电流。共模干扰主要由开关过程产生的dv/dt引起，快速变化的电压会作用在系统的各种分布电容上，在逆变器的输入和输出端形成环路干扰电流。

1.1 差模干扰回路

结合差模干扰引起机理，基于图1 牵引系统主回路，可得牵引逆变器T1管和T6管开通关断时的差模干扰路径，如图2 所示。图中：Vs1、Vs2分别为T1管和T6管开关产生的差模干扰电压；Z1为功率器件的等效阻抗；Z2为线路的等效阻抗；Z3为输入电源侧的等效阻抗；Z4为负载电机的等效阻抗。

图2 直流供电牵引系统差模干扰路径

由图2 可知，差模干扰电流主要在牵引系统主回路流动，由于差模干扰电压为高频信号，当牵引逆变器支撑电容C的阻抗匹配时，差模干扰电流大部分通过支撑电容流回，牵引系统不会对电源侧产生很大的干扰，但当支撑电容等效阻抗比较大，远大于电源侧的等效阻抗时，就会出现阻抗不匹配现象，差模干扰会流经电源侧等效阻抗低的路径，这是就可能会对电源侧产生较大的干扰。

1.2 共模干扰回路

结合共模干扰引起机理，基于图1 牵引系统主回路，可得牵引逆变器T6管开通时的共模干扰路径，如图3 所示。共模路径主要有2 条，1 条通过三相逆变器功率器件与散热片的寄生电容流向大地，最终通过输入侧等效寄生电容Cin流回；另1 条通过电机绕组与外壳、外壳与轴承的等效寄生电容Co2流入大地，最终通过输入侧等效寄生电容Cin流回，这样共模电流长时间作用在轴承上，就会造成轴承电腐蚀，缩短电机的寿命。

图3 直流供电牵引系统共模干扰路径

2 电磁干扰对车辆设备影响分析

2.1 接地回路对车辆其他设备影响分析

对于地铁车辆，普遍采用第三轨受流，车辆接地线通过接地电阻最终和负线汇合，通过钢轨回流，如图4 所示。当牵引逆变器中存在共模干扰和差模干扰时，由上述分析结果可知，干扰电流会通过接地线流入钢轨，这就会对距离接地回路或钢轨较近的设备产生电磁干扰，特别是计轴器、BTM天线等敏感设备，当某些频段下，干扰幅值超过其可承受范围，就会影响其正常工作，出现应答器信号丢失［4-5］、信号系统红光带问题［6］，从而影响列车安全运行。

图4 第三轨受流地铁车辆接地回路

2.2 dv/dt 对牵引电机端部绝缘的影响分析

在功率器件在关断时产生的高dv/dt，会在导线中产生与之上升时间相对应的PWM 脉冲波，电缆传输含有高频信号的PWM 脉冲波时，由于电机端的特性阻抗和电缆的特性阻抗不相等，入射波与反射波的相互叠加，使得电机端出现过电压。在高频情况下，电机端的负载阻抗远远大于电缆的特性阻抗，电机端可近似地看成是开路状态，因此当PWM 脉冲波传输到电机输入端时，由于脉冲波近似发生全反射，在电机端形成了2 倍的过电压现象［7］。研究表明，电压脉冲上升时间越短，逆变器与电机之间线缆越长，越有可能产生过电压现象［8］。

GB/T 22720—2《旋转电机 电压型变压器供电的旋转电机耐局部放电电气绝缘结构（Ⅱ型）的鉴定试验》给出不同上升时间和电缆长度导致电压增加的示例［9］，如图5 所示，可以看出无穷长的阻抗负载情况是最不利的。

图5 在不同冲击上升时间、不同电缆长度下，电机端的最大电压增加情况

目前，城轨地铁车辆的牵引电机普遍采用车控方式，牵引逆变器到电机电缆长度可达到10 m甚至20 m。对于SiC-MOSFET 功率器件，电压上升时间仅有几十纳秒，依据图5 给出的不同上升时间、不同电缆长度下，电机端部最大电压增加情况可知，如果城轨牵引变流器采用SiC-MOSFET 功率器件，在电机端部产生的过电压达到母线电压的2 倍，长时间过电压就会导致电机绕组间绝缘受损，降低电机寿命。

3 SiC-MOSFET 和Si-IGBT 开关性能及其应用在三相逆变器中的干扰对比测试与分析

为了进一步研究SiC-MOSFET 应用在牵引变流器中给系统带来的电磁干扰，同时对比应用Si-IGBT 的牵引变流器的干扰强度，进行相关对比试验。

3.1 SiC-MOSFET 与Si-IGBT 的开关特性对比

为了便于对比分析，SiC 功率器件选择某公司1 700 V/300 A 的CAS300M17BM2，Si 功 率 器 件 也选择相同电压、电流等级，分别选取2 家公司的CM300DX-34SA 和FF300R17ME4P，如 图6 所 示。通过双脉冲测试，对3 种功率器件开通时电流变化率di/dt和关断时电压变化率dv/dt进行对比。

图6 3 种相同电压、电流等级的功率器件

采用图7 所示双脉冲测试电路，直流侧电压设置为750 V，采用相同电感L，设置合适的T1、T2时间，保证在t1时刻电流上升至300 A，电压关断波形如图8 所示，分别测试对比SiC-MOSFET 和Si-IGBT 在t1时刻关断时电压的上升时间Tf，并测量最大dv/dt，见表1。

图7 双脉冲测试电路

图8 不同功率器件电压关断波形

表1 不同功率器件关断时电压变化率

采用图7 双脉冲测试电路，直流侧电压设置为750 V，采用相同电感L，设置合适的T1、T2时间，保证在t1时刻电流上升至300 A，电流开通波形如图9 所示，分别测试对比SiC-MOSFET 和Si-IGBT在t2时刻关断时电流的上升时间Tr，并测量最大di/dt。

图9 不同功率器件电流开通波形

在相同条件下（Vce=750 V，Ic=300 A），测试对比SiC-MOSFET 和Si-IGBT 开通时电流的上升时间，以及最大di/dt，见表2。

表2 不同功率器件开通时电流变化率

由测试结果可知，SiC 功率器件CAS300M17 BM2 开通时电流上升仅为34 ns，最大电流变化率di/dt是相同等级Si 功率器件的3 倍，关断时电压上升时间仅为59 ns，最大电压变化率dv/dt是相同等级Si 功率器件的5 倍。由于di/dt和dv/dt是产生电磁干扰主要的原因，SiC 功率器件的差模干扰和共模干扰都较Si 功率器件有了明显增强。同时，开关过程较大的电压变化率对电机端绝缘特性提出更高的要求，如果仍采用Si 功率器件的绝缘设计，可能会产生提前绝缘老化的风险，需要系统设计时重点考虑。

3.2 基于SiC 功率器件的牵引变流器和基于Si 功率器件的牵引变流器干扰电压强度对比

为了对比SiC 功率器件与Si 功率器件电磁干扰强度大小，分别采用 CAS300M17BM2 和FF300R17ME4P 设计牵引逆变器，结构采用相同布局，散热片、导热硅脂等回流路径均采用相同材料。在相同运行工况下，利用隔离高压探头对三相逆变模块的直流输入侧共模电压和差模电压频谱进行测量，测量结果如图10 所示。

由图10 测试结果可得，牵引逆变器采用SiCMOSFET 后，在部分频段上的共模电压和差模电压强度比传统Si 牵引变流器有所提高，主要是体现在1 MHz 以上频段，在一些转折频率点附近，电压幅值比Si 牵引变流器高出20 dBμV。由2.1 小节可知，与Si 功率器件相比，SiC 功率器件电磁干扰强度的增强主要由于开通关断时电压上升、电流上升变快，文献［10］通过对共模干扰电压傅里叶分解，进行理论分析得到，上升时间减小主要对高频带有影响。试验结果也与该理论分析相一致。

图1 0 共模电压和差模电压频谱测试结果

4 基于SiC 功率器件的牵引变流器电磁干扰抑制策略

基于上述理论分析以及测试结果，采用SiC 功率器件CAS300M17BM2 开发了“四合一”牵引变流器，如图11（a）所示。为了抑制采用SiC-MOSFET对系统带来的电磁干扰，在箱体进线端设计了一种适合工程化应用的EMI 滤波电路，电路原理如图11（b）所示。由R、Lx和Cx构成差模滤波回路，滤除回路中的差模干扰。通过2 个Cy电容，减小系统输入端高频阻抗，从而有效降低系统对外共模干扰。

图1 1 基于SiC 功率器件的牵引变流器

为了验证所提出的滤波电路的有效性，在电磁兼容试验室对基于SiC 功率器件的牵引变流器按照欧标EN 50121-3-2-2016，对箱体正负输入端口传导发射进行测试。牵引系统在额定工况下运行，使用接收机电压探头对牵引变流器输入端口进行测试。

测试结果如图12、图13 所示，图12（a）和图12（b）分别为EMI 滤波电路增加前后正线输入端口传导发射EMC 测试结果，图13（a）和图13（b）分别为EMI 滤波电路增加前后负线输入端口传导发射EMC 测试结果。

图1 3 牵引变流器负线输入端口测试结果

图1 2 牵引变流器正线输入端口测试结果

目前，欧标EN 50121-3-2-2016 对传导干扰电压幅值大小有明确的限制条件［11］，见表3。由上述测试结果可知，当SiC 功率器件的牵引变流器输入侧没有增加EMI 滤波电路，正负线传导干扰强度在300 kHz～3 MHz 的部分频带会超过标准限制，当输入侧加装EMI 滤波电路后，传导干扰强度明显减小，测试结果在全频带范围均满足标准要求，这也验证了EMI 滤波电路的有效性。

表3 EN 50121-3-2-2016 规定不同频带下传导干扰限值

5 结 论

文中研究了SiC 功率器件应用于直流供电牵引系统中的共模、差模干扰路径，对SiC 功率器件开关过程电压快速上升给电机端部带来的电应力、绝缘老化的影响进行了分析。对SiC-MOSFET 和Si-IGBT 的开关特性以及其应用在牵引逆变器中的干扰进行了测试，开发了“四合一”牵引变流器，并设计了一种EMI 滤波电路，通过EMC测试，验证了所采用抑制策略的有效性。