高速移动场景5G应用问题研究*

李廷立，王耀天，付永明

(北京市2857信箱，北京100085)

0 引 言

移动通信发展的主要推动力就是满足大量新的应用，各行各业的应用需求推动着移动通信快速发展，高可靠、大带宽、低时延、适应各种场景是移动通信技术不断追求的目标。5G愿景中将各种应用归纳为三种典型使用场景，即增强的移动宽带通信、超可靠低时延通信和大规模机器类通信。这三个场景并没有涵盖所有可能的使用案例，而是提供了一个对大多数可使用场景的分类，从而来确定所需的关键能力。5G IMT愿景建议书定义了8种能力指标，其中移动速度作为衡量移动性功能的关键指标，可支持500 km/h，但它是针对高铁用户设计的，多大程度能支持航空用户？为此，本文从信号设计、随机接入等方面进行了分析，提出适应航空移动场景的挑战、改进方法及措施。

1 高速移动带来的挑战

地面通信的移动性主要是针对高铁设计的，4G可支持的移动速度为350 km/h，5G可支持的移动速度为500 km/h。航空通信用户终端在高速飞行的飞机平台，民航客机一般的飞行速度为800 km/h，而军机的飞行速度在1 000 km/h以上。对移动通信而言，无论是地面移动还是空中移动都面临多普勒频偏、通信覆盖、信道特性变化等问题，这是移动通信需要重点解决的问题。

1.1 多普勒效应带来的挑战

终端和基站的相对移动会引起空口信号的多普勒频偏。多普勒频偏计算可以表述为[1]

(1)

式中：fd是多普勒频偏，v是终端和基站的相对速度，fc是载波频率，c是光速，θ是通信方向和移动方向之间的夹角。如图1所示，多普勒频偏和相对速度以及载波频率成正比，因此可以计算出不同移动速度、不同频点下的最大频偏。

图1 多普勒频偏的影响

4G系统中，标准的4G LTE终端在1.8 GHz频点设计能力能处理1 kHz以下的频偏，因此350 km/h以下的用户终端的多普勒频偏为1.169 kHz，容易进行纠偏处理；移动速度超过1 000 km/h的用户终端的两倍频偏为4 kHz，超出了设计能力，对信号解调、同步、接入带来极大的困难。然而，对于5G系统，即使在频率较低的6 GHz以下(Sub 6G)频段，350 km/h的移动速度，两倍频偏已经达到2.268～3.176 kHz；对于超过1Ma飞行器，两倍频偏已经达到7.945～11.35 kHz；对于毫米波频段，其频偏就更大了。因此，5G系统要适应高速移动场景，就需要比4G系统具备更高的抗多普勒频偏能力。

多普勒频偏的影响主要表现在载波间干扰(Inter-carrier Interference，ICI)、信号同步和随机接入信号方面。

1.1.1 载波间干扰

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)是4G/5G移动通信提升系统容量的主要手段之一，将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流调制到每个子信道上进行传输，减少子信道之间相互干扰，从而实现大容量。收发机之间相对高速移动产生的多普勒效应会对OFDM系统造成频偏，破坏了OFDM系统子载波间的正交性，引起子载波间的相互干扰，最终将导致系统信号不能正确解调，使系统的性能严重下降。据计算和测试，1%的载波频偏会导致系统性能下降30 dB。当终端以500 km/h的高速移动时，多普勒频偏高达3 kHz，传统LTE的15 kHz子载波间隔已经无法容忍产生的多普勒频偏，系统将会有严重的ICI而无法解调。5G针对高频载波虽然有一定的解决措施，但当终端移动速度超过1 000 km/h后，对5G也是一种挑战。

1.1.2 信号同步难

多普勒效应会使接收信号产生载波频率偏移，严重影响信号的可靠接收，而且随着收发机之间相对移动速度的增大，产生的载波频率偏移也越大，会给信号同步带来巨大考验。随着5G频段的逐渐增加，载波频偏也会相应增大，致使接收端信号同步变得更加困难，甚至会同步失败。近些年来，虽然低速环境下的信号同步技术已经广泛应用，但是针对高速环境下的信号同步技术还面临诸多挑战。因此，信号同步也是制约5G应对高速移动场景的一个难题。

1.1.3 随机信号接入难

随机接入是终端用户接入网络的关键环节，其目的是通过随机接入过程与网络侧取得上行同步。5G随机接入信号产生于具有零相关的Zadoff-Chu序列，简称ZC序列。当UE高速运动产生多普勒频移时，频偏对ZC序列产生的影响相当于在原有ZC序列的基础上做一个循环移位。

ZC根序列的生成公式为[2]

(2)

式中：Nzc表示ZC序列的长度，u表示物理根序列号。随机前导序列由物理根序列号为u的ZC序列进行循环移位得到，即

Xu,v(n)=Xu[(n+Cv)modLRA]。

(3)

式中：Cv表示循环移位值，LRA表示前导序列的长度。

在超高速场景下，假设多普勒频移为fd，则ZC序列的生成公式变为

(4)

式中：((·))Nzc表示模Nzc运算。式(4)中第2个等号的第3项为与n无关的相位旋转常量，因此频偏对于ZC序列检测的影响等效于在发送端增加了fd的循环移位量，所以当ZC序列产生一倍正负频偏时，接收检测的相关峰值位置会相应地频偏±fd；同理，当ZC序列产生两倍正负频偏时，峰值位置会相应地偏移±2fd。当UE在低速移动场景下，接收端进行前导序列检测时，相关峰值功率会出现在Cv和Cv±fd处；而在超高速移动场景下，由于频偏的影响，Cv处的相关峰值能量可能会泄露到Cv±fd和Cv±2fd处。因此，在超高速移动场景中，频偏可能导致检测时的相关峰值不在前导序列的检测区域，从而造成误检。

1.2 覆盖距离带来的挑战

移动通信是靠蜂窝组网实现远距离通信，覆盖距离是单基站最主要的指标之一。每个小区的覆盖受限于多种因素和不同的场景，其中随机接入信道(Physical Random Access Channel，PRACH)针对不同的场景进行了设计，因此，最大接入距离受限于随机接入信道结构和性能。PRACH是随机接入的物理信道，不同前导格式的时域通用结构主要包括循环前缀(Cyclic Prefix,CP)、序列和保护时隙(Guard Period,GP)，如图2所示。CP主要是用来抵消多径效应，GP主要用于抵消不同小区半径下环回传播时间的影响，避免传播碰撞。根据光速计算，传播速度为0.3 km/s，因此每千米的双向保护时间应该为6.7 s，如果支持100 km的小区半径，则GT应当为670 s。但是过大的GT会带来很大的开销,因而，通过使用不同的符号数量、不同的CP及GP，可定义多种PRACH格式。5G中共定义了13种前导格式，分别适用于不同的小区类型和覆盖范围。PRACH短格式的CP较短，支持的时延扩展和小区半径较小，主要用于街道、热点和室内微站等覆盖受限的场景；PRACH长格式的GP和CP较长，可支持更大的时延扩展和小区半径，主要用于宏站和高速场景覆盖(限制集)等场景。在高速模式下，PRACH格式支持的最大接入距离为15 km，在低速模式下最大小区覆盖半径为100 km，无法满足航空用户高速、远距大覆盖的应用需求。

图2 前导格式结构

2 高速移动场景5G技术分析

2.1 多载波间隔参数集设计

4G LTE仅设计了一种子载波间隔15 kHz，5G系统在传统LTE的基础上，对于不同UE的速度(最高500 km/h)采用可变的子载波间隔，即子载波间隔从15/30/60/120/240 kHz可选[3]，以使多普勒频移的影响最小。

从5G NR支持的参数中选取较宽的子载波(60/120/240 kHz)，假设基站发射机和用户设备间为视距(Line of Sight,LOS)传播，且用户设备以500 km/h向基站运动，进行系统信号与干扰和噪声比(Signal-to-Interference plus Noise Ratio,SINR)的恶化对比仿真。此时每个子载波可以达到的SINR可表示如下：

(5)

式中：Psignal为接收端快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform,FFT)之后的有效信号功率，

Psignal=Psinc2(fdTs)；

(6)

PICI为接收端收到的由多普勒频偏引起的干扰信号功率，

PICI=P(1-sinc2(fdTs))。

(7)

式中：P为每个子载波的发射功率，Ts为符号时间，信道增益归一化为1。不同子载波宽度目标SINR和由于多普勒效应带来干扰后实际达到的SINR结果对比如图3所示。

图3 不同子载波宽度的SINR结果

从图3可以看出，由于多普勒频偏引入的子载波干扰，60 kHz子载波间隔时，即使信号发射功率继续增加，系统的实际解调性能只能达到多普勒频偏为0时SINR等于7.1 dB时的解调能力；120 kHz子载波间隔时，即使信号发射功率继续增加，系统的实际解调性能只能达到多普勒频偏为0时SINR等于13.5 dB时的解调能力；240 kHz子载波间隔时，即使信号发射功率继续增加，系统的实际解调性能只能达到多普勒频偏为0时SINR等于19.5 dB时的解调能力。由此可见，子载波间隔越宽，对多普勒频偏的估计和补偿能力越强。

2.2 同步信号采用m序列设计

5G NR的同步信号与广播信道一起组成同步信号块(Synchronization Signal Block,SSB)，时域占4个符号，频域占20个物理资源块，如图4所示。

图4 同步信号占用的符号数

与LTE主同步信道采用ZC序列不同，NR的主同步信号采用m序列，因为在存在时偏和频偏的情况下，ZC序列的相关函数存在较大的旁瓣，这会影响检测性能，而m序列在相同的情况下旁瓣相对小很多，引起虚检的概率更小[4]，因此5G在同步信号的设计方面更适合高速移动下的大多普勒频偏场景。

2.3 多种格式随机接入信道设计

5G NR的PRACH与LTE一样，仍然采用ZC序列，前导序列长度种类也是839和139两种，但是循环移位在限制集A的基础上增加了限制集B。限制集A和B分别针对高速和超高速设计[3]。在3GPP的NR物理层协议38.211中定义了两类PRACH格式，分别是表格1中的格式0～3和表2中的格式A1～C2。

表1 LRA=839和ΔfRA∈{1.25,5} kHz的PRACH前导格式

表2 LRA=139和ΔfRA=15.2μ kHz 的前导格式(μ∈{0,1,2,3})

表1中第一类PRACH中的格式3长度为839，支持子载波间隔5 kHz，专门为高速设计，配合限制集B可以支持500 km/h场景。

表2中第二类PRACH中所有格式序列长度为139，在Sub 6G时可支持15 kHz和30 kHz子载波间隔，在毫米波时可采用60 kHz及120 kHz子载波间隔，具有很强的抗频偏功能，可以不需要使用循环移位限制集。

理论上PRACH可支持的频偏范围大小取决于PRACH的限制集合和PRACH的子载波间隔。

2.3.1 在非限制集合情况下PRACH能支持的频偏范围

定义目标峰值功率为P1，频偏造成的峰值功率为P2，则P1和P2的比值R只与频偏大小Δf相关，公式表示如下：

(8)

式中：ΔfRA为PRACH子载波间隔，LRA为PRACH序列长度。令f=Δf/ΔfRA，式(8)可写成

(9)

则f与10lg(R(f))的关系，即频偏大小与峰值功率比值(LRA=139/839)如图5所示。

图5 频偏大小与峰值功率比值的关系

根据上述分析，随着频偏的增大，目标峰值功率与频偏造成的峰值功率比值逐渐减小，且当频偏为PRACH子载波间隔一半的时候，目标峰值功率与频偏造成的峰值功率相等；当目标峰值功率与频偏造成的峰值功率相差不大时，基站无法区分目标峰值位置，从而会引起时延估计错误等问题。

2.3.2 在配置限制集合的情况下PRACH能支持的频偏范围

在配置限制集A的情况下，基站为每个接入的用户分配了3个搜索窗，分别对应目标峰值、正频偏引起的伪峰值、负频偏引起的伪峰值所有可能的位置。这3个搜索窗不存在重叠，用户间的搜索窗也互不重叠。在这种情况下，当频偏为PRACH子载波间隔时，峰值完全偏移到频偏引起的伪峰值搜索窗内，但由于基站已知当前搜索窗对应的峰值是频偏引起的，基站可以正确估计得到时延，所以相对于非限制集情况，在配置限制集A的情况下，PRACH频偏支持范围将会扩大一个子载波间隔。

限制集B为了支持更大的频偏范围，为每个接入用户分配了5个搜索窗。在原先正负频偏的两侧各增加了一个两倍正负频偏搜索窗。相比非限制集，限制集B支持的多普勒频偏范围扩大了两个子载波间隔。但无论是非限制集还是限制集A或B，PRACH整体的频偏范围还和通信链路情况有关，经验上性能无法完全达到理论值，会根据具体情况略有下降。

2.4 解调信号设计

解调参考信号的作用主要是做信道估计和解调，以及信道测量。当UE在高速移动的场景下，不仅是接入过程，承载业务数据的上下行共享信道也需要具备抗多普勒频移的能力，这就对用于信道估计的参考信号设计提出了要求。OFDM系统基于导频的信道估计可以看作对二维采样平面上的已知点进行二维内插获得其他采样点的值，要恢复真实信道，导频间隔必须满足采样定理的要求，即时域间隔要小于信道的相干带宽，频域间隔要小于信道的相干时间。

5G中时域上的一个时隙包含14个OFDM符号，每个OFDM符号在频域上包含12个子载波，如图6所示。5G NR协议支持通过附加解调参考信号(Demodulatin Reference Signal,DMRS)导频增加密度，提升频偏校正和信道估计性能。高速场景下，当多普勒频移引起的相干时间小于时隙长度时，就需要采用附加DMRS来进行数据解调。

图6 通过附加DMRS导频增加密度

例如，在500 km/h情况下，3.5 GHz基站侧的频偏fd=3 240 Hz，根据相干时间的计算公式Tc=0.423/fd，可以计算出在3.5 GHz频段的相干时间约为0.13 ms，而30 kHz子载波间隔下的时隙长度约为0.5 ms，发射信号的周期T=0.5 ms>Tc=0.13 ms，则说明在相干时间内不能实现对发射信号周期内的信号进行完全解调。如果DMRS仅位于时隙的前部，则信道估计会出现错误，使得数据的相干解调产生较高的误比特率。因此，需要采用附加的DMRS来进行数据解调，提高信道估计的准确性。采用DMRS的个数需满足采样定理，即需要插入0.5 ms/0.13 ms=4个参考符号。

下面以1 000 km/h的时速、4.9 GHz的载波为例，多普勒影响下的相干时间Tc=0.423/9074=0.046 6 ms，计算5G不同子载波间隔下插入DMRS的情况。如果使用15 kHz子载波间隔，时隙长度为1 ms,为了满足采样定理，需要插入1 ms/0.0466 ms=22个参考符号，各个子载波间隔对应的时隙符号数最大只有14，因此无法实现。同样地，如果使用30 kHz子载波间隔，可以算出需要约11个参考符号，使用60 kHz子载波间隔需要6个,使用120 kHz子载波间隔需要3个DMRS符号，理论上都是可行的，但是当DMRS的数量超过4个符号时，其占用时域资源太多，拉低了频谱效率。因此，选用120 kHz子载波间隔进行1 000 km/h高速场景的通信预计可以满足性能和降低开销。

根据5G标准，Sub 6G频段用于远距覆盖，一般使用15 kHz和30 kHz子载波间隔；而6 GHz以上毫米波频段用于短距覆盖，使用60 kHz、120 kHz和240 kHz子载波间隔。从以上分析可以看出，当终端用户的移动速度超过1 000 km/h时，Sub 6G频段将不能满足需求，而毫米波频段不能满足小区频繁切换要求。

3 航空高速移动5G应用问题解决方法

3.1 高速移动中多普勒频偏问题

当用户终端平台的飞行速度为1Ma，4.9 GHz载频下频偏为5.5 kHz。对于30 kHz子载波间隔、100 MHz带宽场景，通过采用自适应超大多普勒频偏的估计、跟踪和补偿算法，提升基带解调性能，克服飞机超高速移动带来的多普勒频偏，可以实现由只支持每小时几百公里的移动速度提高到满足1Ma以上高速飞行的通信需要。

多普勒频偏估计和补偿分为初始频偏估计、频偏跟踪和频偏补偿三个步骤，总体流程如图7所示。首先利用SS/PBCH块进行初始频偏估计，然后利用跟踪参考信号(Tracking Refernece Signal，TRS)跟踪和维护飞行过程中的频偏，最后在上行发送和下行接收中进行频偏补偿和校正。

图7 多普勒频偏估计和补偿步骤

3.1.1 同步信号块估计与补偿

基于主同步信号(Primary Synchronization Signal,PSS)时域频偏估计，多次平均后可以得到较为准确的粗频偏估计值。时域补偿后，残留的频偏比较小了，再在频域基于同步信号块SSB继续进行残留频偏的估计和补偿。

3.1.2 增加跟踪参考信号(TRS)

5G NR中给终端配置TRS(间隔了4个OFDM符号的两列参考信号)，用于更准确的频率同步。相邻符号的频偏估计范围是14 kHz，如果间隔1个符号，则频偏估计范围是7 kHz，对于5.5 kHz的频偏仍存在检测模糊度的问题，因此NR协议中TRS时域配置需要更改为占用相邻2个OFDM符号的两列参考信号。

3.1.3 优化调整物理下行控制信道，物理下行共享信道解调参考信号

一方面可根据5G NR准共址(Quasi-collation,QCL)关系配置，根据SSB或TRS获得的频偏用于物理下行控制信道、物理下行共享信道(PDCCH、PDSCH)的估计；另一方面，通过PDCCH和PDSCH的DMRS来估计频偏，则需要将PDCCH配置为至少2个符号，PDCCH DMRS占了相邻的2个符号，可以容易估计出5.5 kHz的频偏；将PDSCH的DMRS符号配置为多列，包含一组或多组时域相邻的形式。DMRS会占用时域资源，同时，结合调度灵活性、开销和性能的折中，可以降低频域PDCCH DMRS和PDSCH DMRS的密度。

3.1.4 优化调整物理上行控制信道,物理上行共享信道参考信号

通过频偏预补偿后，再发送上行信号。如载频为fc，用户终端估计的下行频偏为fd，用户终端在fc+fd基础上预补偿-2×fd之后再发送上行信号，使得基站接收信号的频偏远小于5.5 kHz。同时，结合调度灵活性、开销和性能的折中，可以降低频域PUCCH DMRS和PUSCH DMRS的密度。

3.2 超远距离覆盖问题

3.2.1 优化调制5G的帧结构

这种方法基于定制化的PRACH超远接入技术，通过定义全新的PRACH前导格式和前导序列，使得PRACH前导符号可以支持300 km的覆盖半径。该方法的优点是PRACH通信信道本身可以支持300 km超远接入，无需GPS信息的辅助；缺点是PRACH接收和发射开发工作量较大。

300 km的超远覆盖意味着基站接收到终端发送的PRACH前导最大时延可以达到2 ms(按电磁波传播速度3×108m/s计算)，计算公式如下：

Trtd=(2×d)/c=2×300×103/(3×108)=2 ms。

(10)

为了支持300 km的小区覆盖半径，PRACH的循环前缀、前导序列、保护间隔三个部分的长度都至少为2 ms。考虑到2 ms的符号周期长度在实际上已经足够冗余，且5G NR信号在100 MHz带宽的系统采样率下通过采用同样的符号周期，PRACH子载波间隔相比于LTE系统会进一步降低，所以最终确定PRACH的循环前缀、前导序列、保护间隔都采用2 ms的实际长度，其时域格式如图8所示。

图8 时域格式

3.2.2 基于卫星定位的时延预补偿技术

这种方法是基于BD/GPS位置信息的接入技术，即终端在接入网络之前通过BD/GPS位置信息计算出到基站的距离，在发送PRACH的时候进行上行时延的预补偿，从而既实现了终端的超远接入又大大简化了PRACH信道设计和基站接收机的复杂度。

基于卫星定位位置信息计算出终端到基站的往返时延后，PRACH前导的发送只需要补偿掉Trtd即可，这样在基站侧PRACH的接收处理复杂度就可以大大降低。PRACH定时发射如图9所示。按照这种方法，PRACH前导格式选用格式0 限制集A即可满足300 km的超远覆盖接入。

图9 PRACH定时发射图

4 结 论

当前5G解决的高速移动问题只是针对时速达到500 km/h的高铁设计的，当航空移动速度超过1 000 km/h时当前5G的性能就不能满足要求。本文从应对航空高速移动场景出发，基于5G标准和关键技术分析，提出通过优化调整5G的帧结构、进行参考信号设计以及增加新的模块和功能设计等方法，解决多普勒频偏、超远距离覆盖问题，希望通过深入研究分析，结合试验试飞，可以提高5G的系统性能，突破制约航空高速移动场景的瓶颈。