1.2–2.2 GHz宽带低噪声放大器研制*

刘文豪 姜鹏 刘鸿飞 雷华奎 江龙 胡浩

(1 中国科学院国家天文台 北京 100101)

(2 中国科学院大学 北京 100049)

(3 中国科学院微电子研究所 北京 100029)

1 引言

为实现天文观测， 射电望远镜要求接收机噪声性能良好， 以放大和处理微弱信号. 低噪声放大器作为接收机第1级有源器件， 实现对小信号进行线性放大同时抑制后级噪声对整机的影响， 其噪声系数也决定了整机的噪声性能、增益和线性度. 射电天文通常将低温LNA用于整机的射频前端器件，如美国国家射电天文台(National Radio Astronomy Observatory， NRAO)的Groves等人设计了应用于低温的低噪声放大器(Low Noise Amplifier，LNA)， 其在1.2-1.7 GHz频带内， 15 K时平均噪声低至4.85 K[1]. 但由于低温接收机需要配备相应的制冷系统， 增加了整机的复杂度. 一方面， 随着近年来常温LNA噪声性能不断改善， 可满足特定需求的望远镜观测， 如加州理工(California Institute of Technology)的Weinreb等人设计的一款放大器，在1.4 GHz处常温噪声只有7 K[2]. 另一方面， 即使在制冷接收机的常温微波电路中， 也需要大量高性能常温放大器， 在要求具备一定低噪声特性同时，更注重放大器的线性度、带宽、增益等综合特性.而常温低噪放在设计和制作上更易兼顾上述特性，而且因其较低的系统复杂度以及成本优势， 更适用于常温接收系统中的放大电路或大阵列望远镜接收机系统[3].

在信噪比一定的前提下， 接收机的带宽和噪声为影响其灵敏度的最关键指标. 实现宽带低噪放必然需要降低低噪放的噪声和良好的输入输出匹配提高其增益， 以此减小整机的噪声系数， 但良好的输入匹配和噪声相互制约， 良好的输出共轭匹配会限制匹配带宽， 而降低匹配网络的品质因数(quality factor， Q)值， 输出的插损增加， 降低了输出功率， 因此输出匹配网络需要在输出回波损耗、线性度和带宽之间权衡[4]. 低噪声放大器设计需要综合考虑噪声系数、增益、带宽和线性度等指标， 以提高接收机的性能. 基于此， 本文采用两级共源结构， 对低噪放的匹配网络、增益及其平坦度和偏置电压等进行研究， 设计了一款应用于天文观测波段的1.2-2.2 GHz的宽带高增益低噪声放大器，与同类LNA相比具有良好的噪声系数、较小的输入输出反射系数、较宽的带宽和较高的增益， 设计良好.

本文主要论述了1.2-2.2 GHz低噪声放大器的原理设计、电路仿真、版图与实物制作和测试结果分析. 首先研究晶体管器件结构， 选择适合本设计的偏置电压和放大级数. 然后从原理出发， 通过选取合适的偏置点， 良好的输入输出匹配， 同时考虑散热、信号耦合等因素， 实现了较低的噪声温度和较高的增益， 相比同频段正在使用的低噪放， 具有一定的优势.

2 电路设计

本射频(Radio Frequency， RF)电路设计方案采用如图1所示的两级级联结构， 其中RFin、RFout分别为输入与输出信号， 第1级实现低噪声和输入匹配， 而第2级通过引入电阻电容(RC)负反馈和源极负反馈， 在改善增益平坦度和拓宽带宽的同时， 减小额外噪声的引入， 通过调节后级的输入阻抗， 简化级间匹配， 极间仅需一个隔直电容， 也进一步缩小了低噪声放大器的大小.

图1 低噪声放大器结构图Fig.1 Structure diagram for low noise amplifier

2.1 电路原理设计

选用Avago公司高线性度、 低噪声系数的ATF-54143晶体管. 电路图设计如图2所示， 为提高增益， 低噪声放大器采用两级级联放大结构，+5 V单电源供电， 晶体管均采用自偏置分压电路，包含RC负反馈， 输入输出匹配， 应用于滤波的旁路电容和扼流电感， 其中R1、R2、R3、R4、R5、R6为分压电阻，C1、C2、C3、C4、C5为旁路电容，L1、L2、L3、L4为扼流电感，L5、L6为源极电感，M1、M2分别为第1级和第2级晶体管，Vdd、Vin、Vout分别为供电电压、输入电压、输出电压， 输入匹配包括L7、C6、C7，C8为极间匹配电容， 输出匹配包括C9、C10、L8、R7.

图2 低噪声放大器电路图Fig.2 Circuit diagram for low noise amplifier

2.2 负反馈电路设计

RC负反馈耦合输出能量到输入端， 改善增益平坦度和后级阻抗， 简化电路结构. 电容可阻隔直流串扰， 电阻决定反馈能量的多少[5]. 忽略晶体管内寄生参数， 第2级负反馈放大电路对应的小信号等效电路[6]如图3所示， 其中Z1out为第1级输出阻抗，Vin为输入电压，Iin为输入电流，Vgs为栅源电压，gm为跨导，Ls为源极电感，Rf和Cf为反馈结构的电阻和电容，RL为负载. 经计算可得第2级输入阻抗Zin为:

图3 负反馈放大电路小信号等效电路图Fig.3 Small signal equivalent circuit diagram of negative feedback amplifier circuit

式中Zf为负反馈电阻和电容的总阻值，XL为源极电感的感抗，w为角频率， 由(1)-(3)式可知， 源极电感Ls和反馈结构的电容Cf、电阻值Rf影响第2级输入阻抗. 通过调节RC负反馈和源极负反馈， 使第2级输入阻抗与第1级输出阻抗接近共轭， 级间仅需一个隔直电容， 极大简化了级间匹配结构， 同时减小了级间匹配带来的噪声.

1.7 GHz处级间输入输出阻抗如图4所示， A点为第1级输出阻抗(42.7+j25.4) Ω， B点为无匹配的第2级输入阻抗(9.87+j2.49)Ω，C点为经过RC负反馈和源极负反馈调节的后级输入阻抗(26.6-j0.05)Ω， 可以看出级间匹配得到很大改善. D点为加入隔直电容的后级输入阻抗(26.6- j37.9) Ω， 级间输入输出回波损耗大于10 dB， 满足匹配需求.

图4 极间输入输出阻抗图(频率: 1.7 GHz)Fig.4 Interelectrode input and output impedance diagram(frequency: 1.7 GHz)

2.3 噪声与输入共轭匹配

通过调整偏置电路各阻值大小， 对ATF-54143晶体管在2 GHz处不同静态工作点下展开研究， 仿真结果如图5所示， 其中S21Vds表示不同漏源电压对增益影响， NFVds表示不同漏源电压对噪声影响， 从仿真结果可以看出， 漏源电压Vds的增加对噪声系数(Noise figure，NF)和增益S21略有改善，而当漏源电流Ids= 70 mA时， 噪声系数和增益都处于良好的水平， 继续上升会增加电路功耗， 且改善的电路性能有限. 因此电路第1级可选取Ids= 70 mA附近的静态电流以实现低噪声系数和高增益， 而第2级则适当降低偏置选取Ids= 45 mA附近的静态电流， 达到降低整个电路直流功耗的效果.

图5 Vds对增益、噪声性能影响(频率: 2 GHz)Fig.5 The effect of Vds on gain and noise performance(frequency: 2 GHz)

输入匹配旨在实现频带内最佳噪声系数匹配的同时实现良好的增益匹配，基于宽带匹配的考量，采用T型匹配网络[4，7]对噪声优先进行匹配. 图6-7为1.7 GHz处匹配前后等噪声圆(Constant noise circle)和等增益圆(Gain circle)对比，其中Z0为特征阻抗， m1为最小噪声点， m2为最大增益点， 结果显示匹配后的最佳噪声和最佳增益阻抗更接近50 Ω，但此处的阻抗仍无法满足输入反射系数S11小于-10 dB的设计需求. 因此在T型匹配网络的基础上引入了Ls， 对输入阻抗作进一步优化. 事实上， 栅极第1级输入阻抗Zin1为:

图6 输入匹配前等噪声圆和等增益圆Fig.6 Constant noise and gain circles before input matching

图7 输入匹配后等噪声圆和等增益圆Fig.7 Constant noise and gain circles after input matching

图8 1.2-2.2 GHz不同匹配的输入阻抗Fig.8 1.2-2.2 GHz input impedance with different matching

2.4 宽带匹配网络分析

输出匹配主要实现良好的输出回波损耗， 达到传输功率最大化的目的. 但对于宽带LNA来说， 一方面， 由于晶体管寄生电容带来的增益滚降问题，无损耗的匹配网络难以满足带宽内对增益平坦度的需求; 另一方面， 无损网络匹配需要在反射系数和宽带之间进行折中， 难以实现宽带内的良好匹配. 基于此， 本文提出有损匹配网络， 通过调节RC，给出适用于设计频带内的输出匹配网络.

Bode-Fano准则指出， 带宽和反射系数在给定负载时， 两者相互限制， 其原理为: 一定带宽内无损匹配网络能实现的最小反射系数有限. 图9给出负载为RC型的Bode-Fano准则示意图， 其表达式为:

图9 RC型负载的Bode-Fano准则Fig.9 Bode-Fano criterion with RC load

保持L值不变， 通过控制变量法， 图11-12给出不同R和C值下的低频增益压缩情况. 图11为电容等于3 pF， 低频增益随着R增加衰减明显， 高频增益几乎不变; 图12给定电阻75 Ω， 电容小于3 pF时，低频增益随容值增大而下降， 电容大于3 pF时， 低频增益随容值增大而增大， 高频增益变化平缓， 受电容影响较小. 因此， 通过调节R、C能够满足对设计频带增益坦度的需求. 这里选择R= 75 Ω，C=3 pF作为本次设计的参数.

图10 压缩网络的增益响应Fig.10 The gain response of the compressed network

图11 C = 3 pF时不同阻值下的增益Fig.11 The gain under different resistances at C = 3 pF

图12 R = 75 Ω时不同电容值下的增益Fig.12 The gain under different capacitance values at R = 75 Ω

3 版图设计与联合仿真

版图采用介质板厚为1.524 mm的Rogers 4350B两层印制电路板(Printed Circuit Board，PCB)基板， 如图13所示， 版图通过紧凑有序的放置微带线位置， 可有效减小版图面积， 提高空间利用率， 设计小而密的接地孔， 有利于增加散热， 并对减小谐振和降低噪声起到一定作用. 通过电路与版图联合仿真， 在保证稳定性前提下实现了如图14-16的仿真结果. 图14为散射参数(Scatter参数， S参数)仿真结果， 在1.2-2 GHz范围内整体实现增益S21大于30 dB， 输入反射系数S11和输出反射系数S22均小于-10 dB，图15为噪声仿真结果，可看出噪声温度小于40 K， 仿真性能良好. 图16为稳定性因子(Stability factor)仿真结果， 稳定性因子远大于1，频带内实现绝对稳定.

图13 低噪声放大器电路版图Fig.13 The layout of low noise amplifier

图14 S参数仿真结果Fig.14 The simulation results of S parameter

图15 噪声温度仿真结果Fig.15 The simulation results of noise temperature

图16 稳定性因子仿真结果Fig.16 The simulation results of stability factor

4 测试结果分析

低噪声放大器实物图如图17所示， 电路元件紧凑， 包含旁路电容可用作滤除杂波，Vdd通过金属线引出连接电源.

图17 低噪声放大器实物图Fig.17 Physical diagram of low noise amplifier

电路通过+5 V单电源供电， 使用Keysight N5232B矢量网络分析仪和Keysight 8974 A噪声分析仪对相关性能指标进行测量， 测试结果如图18-19. 图18为S参数测试结果， 在1.2-2.2 GHz范围内，增益大于30 dB， 输入输出反射系数均小于-10 dB，平坦度为±1.5 dB; 图19为噪声温度测试结果， 噪声保持在47 K左右. 噪声分析仪测试结果中存在明显起伏的为射频干扰， 其中1.46 GHz处噪声不同时段测试有明显变化， 推测为个人电子设备产生的时变干扰信号; 1.8-1.9 GHz噪声主要来源于4G网络FDD-LTE频段3 (下行频段1805-1880 MHz)和TDD-LTE频段39 (1880-1920 MHz);2.1-2.17 GHz噪声主要来源于4G网络FDD-LTE频段1 (下行频段2110-2170 MHz); 2.31-2.35 GHz噪声主要来源于4G网络TDD-LTE频段40 (2300-24000 MHz).

图18 S参数测试结果Fig.18 The test results of S parameter

图19 噪声温度测试结果Fig.19 The test results of noise temperature

测试结果显示在1.2-2.2 GHz的增益和回波损耗一致性吻合良好， 且S11在高频有一定程度的改善， 这主要是由于输入匹配连接的微带线和源级微带线的寄生所致， 使得电路Q值变低， 带宽增加. 匹配在高频的改善优化了增益平坦度.

图20为噪声温度仿真与实测图， 在设计频段内， 测试噪声温度相比于仿真平均增加20 K. 一方面， 由于输入微带线寄生、输入匹配元件的Q值不高和焊接等原因会增加额外的噪声; 另一方面， 版图电磁仿真无法完全模拟真实PCB板电磁环境. 但噪声整体的一致性较好， 验证了设计的合理性.

图20 噪声温度仿真与实测图Fig.20 The simulation and test results of noise temperature

输出功率与增益压缩关系如图21所示， 输出功率大于11 dBm时， 增益快速下降. 输出1 dB压缩点均大于11.3 dBm.

图21 输出功率与增益压缩图Fig.21 The diagram of output power and gain compression

LNA设计通常是各个指标之间的折中考量，表1给出了与部分文献中设计的LNA[8-15]及商用芯片ZX60-P162LN+的性能对比结果， 分别对比了增益(Gain)、增益平坦度(Gain flatness)、输入反射系数(S11)、输出反射系数(S22)、隔离度(S12)、噪声系数(NF)、输出1 dB压缩点(P1dB)、功率(PDC)、工艺(technology)和封装(Package). Kulyk等[8]的低噪放设计可用于平方公里阵(Square Kilometre Array， SKA)， 其增益、噪声、线性度性能较好， 但输入回波损耗和带宽一般. Kulatunga等[13]的低噪放研究用于Dominion Radio Astrophysical Observatory天线阵列的升级， 其增益、噪声性能良好， 但带宽仅有400 MHz， 输入回波损耗较差. Belostotski等[14]的低噪放适用于Canadian Large Adaptive Reflector (CLAR)射电望远镜， 噪声性能好， 功耗低且面积小， 但牺牲了线性度.Cuadrado-Calle等[15]中设计的低噪放整体性能较好， 可用于Yebes Observatory Ka波段接收机或大天线阵列中. 可以看出， 文献中放大器设计各有特点， 本文设计的LNA在具备较低噪声特性的同时，实现了更宽频带的高增益、低噪声和良好回波损耗， 与同类低噪放相比， 具有一定的优势.

表1 本文与其他文献中的低噪声放大器主要参数对比Table 1 Comparison of main parameters of LNA in this paper with others

5 总结

1.2-2.2 GHz是射电天文的一个重要观测频段，涵盖了中性氢、脉冲星、分子谱线等观测. 为改善该频段接收机噪声， 研制了一款性能良好的低噪声放大器. 电路通过+5 V单电源供电， 第2级采用RC反馈和源极负反馈优化后级输入阻抗， 级间仅需一个隔直电容， 简化了电路的同时减小了噪声. 并引入RC有损输出匹配网络， 实现高增益、低噪声、良好回波损耗和较为平坦的宽带LNA设计. 测试表明在设计频段增益大于30 dB， 输入输出回波损耗均大于10 dB， 平均噪声温度为47 K， 输出1 dB压缩点大于11.3 dBm. 最终的测试与仿真吻合良好， 达到预期目标， 后期考虑现场设备维护期间进行实际安装测试.

致谢 感谢FAST (Five-hundred-meter Aperture Spherical radio Telescope)运行与发展中心实验室提供的实验条件.