超低静态电流LDO 的电路设计*

夏晓娟郝梦良丁玉婷

(1.南京邮电大学电子与光学工程学院微电子学院,江苏 南京 210023；2.南京邮电大学射频集成与微组装技术国家地方联合工程实验室,江苏 南京 210023)

随着半导体工艺的进步和电子产品的不断革新,对电源管理芯片的要求也越来越高,低压差线性稳压器(LDO)是一种电源管理类芯片,其凭借低成本、低功耗、低噪声、小纹波和简单结构等优势在市场上占有重要地位[1-2]。LDO 应用领域广泛,通常用于便携式电子设备、通信、汽车、工业医疗等领域[3]。随着电子产品的快速更新换代,尤其是便携式电子产品,要求有越来越长的续航时间,而且这些电子产品大部分时间工作在待机状态和轻载状态[4]。因此可以通过减小LDO 空载时的静态电流来减小对电池的消耗,增加电源的转化效率,还能在一定程度上延长电池寿命[5]。所以低的静态电流是近年来LDO 研究和发展的热点之一。

静态电流是指芯片工作内部各个器件消耗的电流总和,换句话说就是输入电流与输出电流的差值,静态电流Iq可表示为:

LDO 的能量转换效率η可表示为[6]:

LDO 过小的静态电流也会造成误差放大器的摆率变低,导致瞬态响应变差,此外还大大增加了系统补偿的难度[7-8]。所以在设计低静态电流LDO时必须考虑瞬态响应特性,进行合理的折中。针对该问题设计了一种低静态电流LDO,提出一种自适应电流跃迁电路,实现在空载时极低的静态电流；并采用了零点-极点追踪的频率补偿技术保证了全负载范围内电路的稳定。

文章第1 节介绍了低静态电流LDO 的基本设计原理；第2 节介绍了所设计LDO 的具体实施电路结构和提出的电流跃变电路结构；第3 节对电路的频率特性进行分析；第4 节给出电路性能仿真测试结果；第5 节得出结论。

1 LDO 设计原理

LDO 的基本原理如图1 所示,输出电压经过电阻分压后反馈,与基准电压值通过误差放大器比较,输出一个控制信号并经过缓冲器后调控功率管的栅极,进而实现控制功率管提供的负载电流,保持输出的稳定。

图1 LDO 设计原理框图

误差放大器的电流由偏置电路和电流自适应跃变电路共同提供,分别是Ib和Iauto。VREF是基准电压源提供的基准电压,FB 是输出电压VOUT通过电阻RF1与RF2分压反馈的信号,MP 是功率管,CL是负载电容。

LDO 的稳定输出电压VOUT可表示为:

由于功率管要驱动大的负载电流,所以功率管的尺寸非常大,这就导致了功率管栅极存在大的寄生电容,极大地影响了功率管的响应速度。针对这一问题,引入一级缓冲器,使放大器高的输出阻抗与功率管大的寄生电容隔离,避免了放大器的输出摆率因寄生电容而降低,同时放大器的输出端极点被推至高频,有利于环路稳定[9]。但缓冲器的引入使原来主支路两级结构变成了三级结构,引入了新极点,增加了频率补偿的难度。

此外,为了实现低的静态电流,并在带载时具有较好的瞬态响应特性,基于电流自适应技术提出一种自适应电流电路,以电流跃变的方式来增加放大器的电流以实现快速响应。

传统的电流自适应增强技术是通过管电流以线性增加的方法给误差放大器提供工作电流,即随着功率管提供负载电流的增加,采样管电流按比例线性增加,进而逐渐增大自适应电路给误差放大器供应电流的动态偏压,通过增大放大器电流来加快响应速度,实现瞬态增强[10]。但这种方式在轻载时由于采样电流不是很大,所以瞬态响应并不理想[11]。通过采用自适应电流跳变的方式,在小负载时让放大器的电流跃迁升高,可以极大地改善轻载时的瞬态响应特性。

2 电路设计实现

2.1 偏置电路

设计的偏置电路如图2 所示,图中M1、M2、M3、M4 和耗尽管Ndep 构成启动电路,M5、M6、M7、M8、Rb和Cb组成偏置电路。偏置电路是通过M5 和M6的栅源电压差作用在电阻Rb上产生电流,M7 和M8构成电流镜,其栅极接地电容Cb可降低噪声,增强偏置稳定性。

图2 偏置电路

电路上电时,Ndep 管做恒流源,与M1 构成常通路,偏置电路未启动前bias2 是低电平,M3 关闭,M4 导通拉低M5 的栅压使偏置电路启动。偏置电路启动后bias2 升高,M3 导通,M4 关断,使偏置电路不再受启动电路的影响。由于启动电路的常导通不利于低静态电流的设计,但此启动电路是利用了使能控制的共用支路,是为了有益于小静态电流的设计考虑。

偏置电路中M5、M6、M7 和M8 管的尺寸设计具有如下关系:

由M5 和M6 管的栅源电压差作用在电阻上产生电流,两条支路的电流不同,为1∶2 的比例关系。偏置电路管工作在亚阈值区,产生nA 级电流。由于N 管电流镜的比例关系,使一条支路的电流减小为原来的一半,可进一步地降低电路功耗。

工作在亚阈值区晶体管的I-V特性可表示为:

式中:ID0为常数,是特征电流,与工艺有关,W/L是晶体管的尺寸宽长比,ξ是斜率因子,VT是热电压,VGS和VTH分别是晶体管的栅源电压和阈值电压。

2.2 设计的LDO 电路

如图3 所示为所设计的低静态电流LDO 电路。图中bias1 和bias2 由偏置电路产生,为放大器和电流自适应电路提供电流源偏压,bias3 由电流跃变电路产生。图中误差放大器由M1～M6 组成；M7～M14 构成动态缓冲器；MP、RF1、RF2和Cf构成功率管输出反馈级；Mz、Rz和Cz形成零点追踪补偿电路。

图3 提出的LDO 电路原理图

基准电压源输出基准电压VREF,其电路采用低阈值N 管和耗尽型N 管串联结构,该两管的阈值电压均为负温度系数,耗尽管的阈值电压为负,通过一定比例叠加实现零温度基准,给误差放大器提供一个537 mV 的参考电压。该基准仅有一条通路,利于低静态电流设计(本文不再对此赘述)。

关于误差放大器要求高的增益和大的摆率,又基于低静态电流的考虑折中,选择N 输入对的五管差放结构,差放对M3 和M4 工作在亚阈值区。误差放大器的输出摆率可表示为:

式中:Iw是差放的尾电流,Ca是放大器输出端总的电容。

由(8)式可知增大误差放大器电流可以增大驱动速度。由于误差放大器要驱动功率管,而功率管的栅极因其大的尺寸导致有较大的寄生电容,会极大地降低放大器输出摆率,影响负载响应速度。在放大器和功率管之间插入缓冲器,可以很好地解决该问题。

采用动态偏置和摆率增强的缓冲器,M8 和M9为bias1 控制的电流源,为缓冲器两支路提供电流,M11 和M12 构成负载电流镜,M13 是采用衬底偏置技术的源跟随管,可以消除衬底偏置效应的影响。M7 和M10 按相同比例采样负载电流(M7∶M10∶MP=1∶1∶600),使缓冲器流过的电流能动态地跟随负载变化。负载电流的增大,直接导致M13 的跨导gm13增大,减小了缓冲器的输出阻抗,使得缓冲器输出端的极点更加远离单位增益带宽。此外,在负载增大时,通过M13 的电流增大,抬高M14 的栅压,使流过M14电流增大从而实现对功率管的栅极快速放电；当负载减小时,通过M13 的电流减小,M14 逐渐关闭,相对多余电流对功率管栅极充电,提高功率管栅极的摆率,加快了瞬态响应速度。

该动态缓冲器的支路电流是随负载电流的增大而增大,因此在重载时不利于低功耗的考虑,但在空载时缓冲器的电流采样管关闭,可达到低静态电流的目的。而且LDO 针对于便携式电子设备,其大多时间处于待机和轻载条件下,一定程度上仍可实现低功耗。

2.3 电流自适应跃变电路

为实现LDO 空载时有较低的静态电流,基于传统的电流自适应技术,设计了一种可实现在空载时关闭而带载时启动提供电流的电流跃变电路,电路结构如图4 所示。bias1 和bias2 由偏置电路提供,控制电流源M16、M21 和M26 给自适应电路提供偏置电流。M29 的栅连接功率管的栅极GMP,对负载电流采样,电流对M27 和M28 的源端电压相近,使M29 的漏极电压接近功率管的漏极,提高M29 采样精度。OP2 为误差放大器的另一输出端,通过反馈控制自适应开关管M22 快速导通,实现加速响应。M22 采用隔离管技术和衬底偏置技术来消除衬底偏置效应和环境噪声等因素带来的影响。

图4 电流自适应跃变电路

空载或稳定状态时,OP2 为某一电平稳定值,M15 的上拉能力大于M16 的下拉能力,使M17 管关闭。空载条件下M29 的采样电流为零,电阻R2上的电平为低电平(即M22 的栅压为低电平),自适应控制管M22 关闭,因此M21、M23 和M24 均为截止状态,M25 导通使耗尽管Ndep 短路。

当负载增大并超过300 μA 时,误差放大器的同相端收到一个电压下冲的反馈信号,使OP2 电压升高,M15 与固定电流源M16 相比上拉能力降低,使M17 的栅极电位拉低,M17 提供大电流并通过电阻R2产生大的压降,使自适应控制管M22 导通。固定偏置电流源M21 提供的电流全部通过M22,作用到电流镜M23 和M24 上,产生自适应跃变电压bias3,跃变的bias3 使误差放大器的尾电流跃变升高,加速电路响应。同时,由于M24 的导通使M25的栅压拉低,导致M25 关闭,耗尽管Ndep 做恒流源接入电路,与采样管M29 的采样电流比较,使M22的栅压跳变至高电平(采样管电流大于耗尽管恒流源电流)。M18、M19 和M20 3 个二极管结构串联对M22 的栅压嵌位至固定高电位,保持M22 导通稳定。电容C1和C2分别稳定电路跃变后M22 的栅压和bias3,增强M22 和bias3 的稳定性,减弱噪声对它们的影响。由于M29 采样电流线性增加,受GMP 信号控制,因此采样电流与耗尽管恒流源电流比较响应的时间在反馈响应信号OP2 作用之后,所以通过反馈响应M15 和M17 2 条支路,可以更快地导通M22,加快自适应电流跃变电路响应。

当负载减小变化时,M29 的采样电流随之减小,当采样电流小于耗尽管恒流源的电流时(小于12 μA),比较电平向低电平跳变使M22 关闭。实现负载减小至空载时,关闭电流自适应跃变电路,让电路工作在最小静态电流下。由于M22 的栅压是跃迁的信号,所以该电流自适应电路可以实现在轻负载时给误差放大器提供的电流与在重负载时提供的电流几乎一致,极大地加速了轻载时的瞬态响应。

3 频率补偿

提出的LDO 输出端有大的负载电容(片外电容1 μF),导致输出端极点P0位于低频处,P0是主极点。缓冲器的插入使放大器大的输出阻抗与功率管栅极大的寄生电容隔离,放大器输出端的极点P1被推向高频。此外缓冲器的输出端产生一个极点P2,由于缓冲器的输出阻抗较小,所P2位于较高频处,因此这几个极点有如下关系:

电路小信号模型如图5 所示。反馈环路断开,环路里的主要零极点如下:

图5 小信号模型示意图

式中:gm是MOS 管的跨导,ro是MOS 管的内阻,β是M14 的电流放大倍数,Cpar是功率管栅极寄生电容,RMZ是Mz工作在线性区等效的可变电阻。

由于输出端负载的变化会引起功率管跨导变化,导致随着负载的增加,P0向高频移动。因此大的负载范围导致P0移动的范围也较大,易引起环路不稳定。为了补偿变化的主极点P0,采用零点-极点追踪补偿在放大器的传递函数里引入一个随负载变化的零点ZZ。零点-极点追踪补偿电路由MZ、RZ和CZ组成,MZ工作在线性区,相当于是随负载变化的动态电阻。当负载增大时,MZ的等效阻抗减小,零点ZZ向高频移动,合理的设计ZZ可以较好地跟随P0变化,实现动态的追踪补偿的效果。

动态缓冲器的电流也是随负载动态变化的,当负载增大时,流过缓冲器的电流增大,其跨导增大,输出阻抗减小,所以缓冲器的输出端极点P2向高频移动。P2随着P0的增大而增大,形成极点-极点追踪补偿的效果。负载增大时,单位增益带宽也增大,P2的对P0的追踪,使其在负载变化时保持在单位增益带宽之外的高频处,保证环路的稳定性。

在输出端反馈电阻RF1上并联一个电容Cf构成前馈补偿结构,前馈补偿增加一对零极点:

从上式可以看出Zf总是在P3之前,将Zf放置在单位增益交点产生之前,该零点引入相位超前,提高相位裕度,而其相关的极点P3在高频处,仅造成稍小的相位延迟。该零极点的距离越远,补偿的效果越明显,由于RF1和RF2是确定的,所以补偿效果也是固定的。

在轻载条件下的稳定性仿真如图6 所示,经过动态的零点追踪补偿和极点追踪补偿,电路在轻载时有极好的稳定性,相位裕度可达60°左右。

图6 电路稳定性仿真

4 结果验证分析

设计的LDO 基于CSMC 0.5 μm 低阈值管工艺,采用Cadence 仿真工具进行仿真,并经过实测验证,所设计的低静态电流LDO 电路在输入电压范围2.5 V～5.0 V 内,可稳定输出1.8 V 电压,静态电流小于380 nA,最大可驱动300 mA 负载。

设计的LDO 加入保护电路模块后的完整版图如图7 所示,芯片版图面积为510 μm×520 μm。图8 为芯片焊接在测试板上的实物照片。图9 为输出LDO芯片负载瞬态响应的测试电路,通过一方波脉冲信号控制MOS 开关管的通断,实现负载的跳变。

图7 LDO 芯片电路版图

图8 芯片实物图

图9 LDO 芯片瞬态响应测试电路

用电源仪器给芯片的输入引脚和使能控制引脚加2.8 V 输入电压,在测试板上输入输出端分别接有1 μF 的片外电容,空载条件下,将电流表串联到输入端测得的静态电流为300 nA,实测如图10 所示。

图10 LDO 静态电流实测

所设计的LDO 电路静态电流仿真如图11 所示,图11(a)是在标准输入2.8 V 室温条件下的静态电流仿真,结果显示静态电流为301.3 nA；图11(b)是在不同输入电压下的静态电流仿真,静态电流随着输入电压的增加而逐渐增大。在输入电压范围内,最大静态电流不超过380 nA。

图11 静态电流仿真

提出的LDO 芯片负载瞬态响应实测结果如图12所示,分别为在输入电压2.8 V 条件下,负载电流在1 mA～50 mA 和1 mA～300 mA 之间跳变时输出电压的实测波形。负载上升跳变时间200 ns,下降跳变时间500 ns。结果显示在1 mA～50 mA 负载跳变时的过冲电压小于60 mV,在1 mA～300 mA 负载跳变时的过冲电压小于240 mV,并具有良好的瞬态响应。

图12 LDO 芯片负载瞬态响应测试

所提出的LDO 电路性能与近年来的工作相比较,如表1 所示,所提出的LDO 电路在静态电流方面具有明显优势,并且与Li W D 等[11]相比在相同轻负载(1 mA～50 mA)跳变下的过冲电压仍具有较好的特性。

表1 LDO 性能参数比较

5 结论

设计了一种超低静态电流LDO 电路,采用电流自适应增强技术来改善瞬态响应。提出一种电流自适应跃变电路,可实现在空载状态时具有超低的静态电流,并能很好加强轻载时的瞬态响应特性。通过采用动态零点-极点追踪技术补偿电路,使电路在负载范围内能保持良好的稳定。测试结果表明,提出的LDO 电路在输入电压2.5 V～5.0 V 时,可稳定输出1.8 V 电压,在空载条件下的静态电流低至380 nA 以下,并具有较好的瞬态特性。所提出的LDO 电路的静态电流特性具有较高的优势。