基于模糊控制的光储三端口变换器研究*

史永胜，刘博亲，王 凡，符 政，左玉洁

(陕西科技大学电气与控制工程学院,陕西 西安 710021)

储能技术可以解决可再生能源发电稳定性的问题,是未来能源体系的新支柱[1]。将储能技术与新能源发电技术相结合,能够为负载提供稳定的输出电压。传统的直流变换器通过输入并联、输出并联和级联等方式实现新能源发电、储能电池和负载的连接,但是这种传统的直流变换器结构在成本、体积、效率和可靠性等方面都存在不足。三端口变换器通过对拓扑结构的改变,在缩小变换器体积的同时提高了功率密度,同时兼具低成本和高可靠性的优势,在新能源的合理利用以及航天器供电系统中均有重要意义。

当前在工业生产较多采用传统PI 控制直流变换器,传统PI 控制器设计较为简单,但对被控对象数学模型的建立有较高要求[2]。Qun Q 等[3]采用单一的移相控制,难以取得理想的输出精度。杨柳等[4-5]采用传统PI 控制,响应速度较慢、超调大。Rostami S 等[6-12]均以三端口直流变换器为研究对象,在研究过程中只得到了某两个端口之间的数学模型,却并未对变换器进行整体建模。三端口变换器工作模式多、非线性强、时变性强,难以建立精确的数学模型,故而传统PI 控制并不能取得满意的控制效果。

模糊PI 控制不要求建立三端口直流变换器精确的数学模型,适用于非线性系统且能提高控制系统的稳定性和响应速度。王晓明等[13]以两相交错并联双向DC/DC 变换器为研究对象,设计了一个模糊PI 控制器,通过仿真与实验验证了模糊PI 控制的响应速度更快、超调量更小。郑车晓等[14]以单相H 桥整流器为研究对象,通过对传统PI 控制与模糊PI 控制的比较,验证了模糊PI 控制可提升变换器的稳态性能与动态响应特性。王达等[15]所设计的全桥LLC 谐振变换器采用模糊PI 进行控制,取得了较好的跟随特性与输出精度。

上述文献验证了模糊PI 控制在直流变换器中的优势,但针对非线性智能控制在三端口变换器中的应用,国内外文献的相关研究较少。基于此,使用模糊PI 控制的三端口直流变换器,通过优化三端口变换器的拓扑,提高变换器的效率与功率密度；通过模糊控制系统程序实现自动化的工作模式切换,提升变换器的动态性能与自适应跟踪能力。所提拓扑与模糊PI 控制的结合,为智能控制理论在多端口、多模式直流变换器中的应用提供一定的借鉴价值。

1 三端口直流变换器分析

1.1 变换器的设计要求

三端口直流变换器需要有效地连接储能电池、光伏发电和负载,需要满足的设计要求有:

(1)3 个端口能够实现直流输入或输出。3 个端口分别为端口光伏发电端口、储能电池端口、负载端口。

(2)实现单输入单输出、单输入双输出、双输入单输出3 种运行状态。高压侧和低压侧需有电气隔离。

(3)任意2 个端口之间能实现功率的单级变换以提高变换器转换效率。储能电池端口与负载端口之间实现能量的双向流动。

1.2 变换器拓扑结构的推演

面对储能技术在可再生能源发电领域的应用热点,为了解决级联三端口直流变换器的结构复杂、体积大、效率低和成本高等问题,同时根据设计要求,利用开关管复用的思想,对级联三端口变换器进行改进,在基本拓扑单元结构的基础上,将交错并联Buck-Boost 双向DC/DC 变换器与双有源桥(Dual Active Bridge,DAB)组合构成三端口直流变换器。交错并联结构对电流纹波具有良好的抑制效果,可提升输出电能的质量。拓扑结构如图1 所示。

图1 三端口直流变换器的电路拓扑

所定义三端口直流变换器的光伏发电和储能电池侧为输入侧,负载侧为输出侧。图1 中:Ubat是储能电池端输出电压,Upv是光伏阵列的输出电压,U0为负载端的电压。S1-S4 和S5-S8 为变换器的功率开关管；UAB和UCD分别为变换器输入侧和输出侧H桥的输出电压。

1.3 变换器工作模式分析

在分析变换器的工作模式过程中,忽略变换器的损耗,Ppv为光伏发电端口的功率,Pbat为储能电池端口的功率,P0为负载端口的功率,根据能量守恒定律可得:

定义当Pbat＞0 时,储能电池处于放电状态；当Pbat＜0 时,储能电池处于充电状态。根据Ppv、Pbat和P0的大小关系,三端口直流变换器存在3 种工作模式:

工作模式1 单输入单输出模式(Single Input Single Output,SISO),此时Ppv=0,储能电池单独向负载供电,或负载单独向储能电池充电,三端口直流变换器可以等效为双有源桥(DAB)变换器。光伏发电端口处于停止工作状态,储能电池处于充电状态。图2 为SISO 等效电路。

图2 单输入单输出模式等效电路

工作模式2 单输入双输出模式(Single Input Double Output,SIDO),此时Ppv＞P0,光伏发电端口向负载供电的同时对储能电池进行充电。三端口直流变换器可以等效为交错并联Buck-Boost 双向DC/DC与双有源桥(DAB)结构混合的变换器。图3 为SIDO等效电路。

图3 单输入双输出模式等效电路

工作模式3 双输入单输出模式(Double Input Single Output,DISO),此时Ppv＜P0,光伏发电端口和储能电池同时向负载供电,三端口直流变换器可以等效为双有源桥(DAB)变换器与Boost 全桥混合变换器。图4 为DISO 等效电路。

图4 双输入单输出模式等效电路

1.4 与传统三端口变换器拓扑结构的比较

传统的三端口变换器通过公共直流母线连接各端口,端口与母线之间存在多个DC/DC 变换器。就效率而言,传统三端口变换器母线电压始终低于端口电压,故两个端口之间需经过降压—升压双级能量变换,降低了系统的效率。就控制而言,传统三端口变换器开关管较多,驱动信号的同步稳定输入加大了控制难度。就可靠性而言,传统三端口变换器采用多个直流母线电容,电容在变换器实际运行中故障率高于其他元器件,降低了变换器的可靠性。

所采用的新型三端口直流变换器,摒弃了公共直流母线结构,将交错并联结构与双有源桥结构相结合,实现了任意两个端口之间的单级能量传递,减少了开关管的使用数量。与传统变换器相比:提高了效率与可靠性,减小了控制难度与体积。

1.5 变换器控制系统结构

在高频变压器输入侧全桥与输出侧全桥之间采用移相控制,满足输出(负载)端口的稳压控制需求；输入侧为PWM 控制的全桥交错并联双向Buck-Boost 电路,以满足MPPT 控制与储能电池的充放电控制[16-17]。

图5 为变换器的控制框图,在输出侧全桥包含交错并联双向Buck-Boost 电路中,采用PWM 控制,左桥臂超前右桥臂180°,设开关管S3 和S4 的占空比为D1,则开关管S1 和S2 的占空比为1-D1。高频变压器输入侧全桥与输出侧全桥之间采用移相控制,半个开关周期的移相占空比为D2,用来调节变换器传输功率的大小和方向。同一桥臂的两个开关管互补导通,占空比均为0.5,半个开关周期的内移相占空比为D3。

图5 三端口变换器控制框图

1.6 输出功率分析

D1≤0.5 时,通过对集成三端口直流变换器在PWM 加双重移相控制下工作原理的分析,建立集成三端口直流变换器的功率传输关系。根据集成三端口直流变换器的工作原理,各个时刻流过移相电感L的电流iL可以表示为:

假设变换器工作过程中,半个开关周期Ths,电压调节比为k=U/nU0且k≥1,开关频率为f=1/(2Ths),t0时刻t0=0,则各时刻可分别表示为:t1=(1-2D1)Ths；t2=D3Ths；t3=D2Ths；t4=Ths。移相电感电流在一个开关周期内的变化量为0,并且移相电感电流iL满足奇对称性,可得:

则在D1≤0.5 时半个开关周期内各开关时刻移相电感电流iL的表达式为:

相应地,可以得到集成三端口直流变换器在PWM 加双重移相控制下的传输功率为:

同理,当D1＞0.5 时,集成三端口直流变换器的功率传输关系为:

式中:U=UAB,U0=UCD。

2 模糊PI 控制系统的设计

2.1 模糊PI 控制器的设计

模糊PI 控制不需要建立变换器精确的数学模型,适用于非线性系统,具有稳定性高,响应速度快的特点,因此所采用模糊PI 控制对闭环控制器进行设计。选取三端口直流变换器在SISO 模式下电压环的模糊PI 控制器设计进行详细说明。实现过程如图6 所示。

图6 模糊PI 控制系统

2.2 输出变量的模糊化

模糊控制的输入形式有单输入、双输入以及三输入,单输入形式信息维度太少限制了控制器的性能,三输入形式计算时间成本大。采用双输入,将以误差E和误差变化率Ec作为模糊控制器的输入量。将PI 控制器中的比例调节系数ΔKp和积分调节系数ΔKi作为模糊控制器的输出量。

设输入变量的论域为:[-n,n],结合已知的变量范 围[Emin,Emax]、[Ec(min),Ec(max)]、[ΔKp(min),ΔKp(max)]、[ΔKi(min),ΔKi(max)],根据式(7)所示论域映射关系确定量化因子KE与KEC,比例因子QKp,QKi。

将真实值经量化因子处理后变成模糊量构成模糊子集。设计的输出精度为0.5%,则误差为100V×0.5%=0.5V,误差E的ZE 模糊子集范围可确定[-0.5,0.5]。量化因子KE=1。偏差信号需小于设计输出电压的5%,即100V×5%=5V。取量化因子KEC=0.1,则误差变化率Ec的ZE 模糊子集范围也为[-0.5,0.5]。以同样的方式整定QKp与QKi,完成对论域的统一化处理。E与Ec模糊变量的隶属度函数见图7,模糊变量语言为{NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB},对应含义为:负大、负中、负小、零、正小、正中、正大。隶属度函数选用三角形,可保证控制系统对输出的敏感性。

图7 E 与Ec 隶属度函数

2.3 建立模糊规则库

对比例调节系数Kp和积分调节系数Ki建立模糊规则库,调节逻辑需满足如下要求[18-19]:①比例调节系数Kp在初期应取较大数值以增大响应速度；在中期应逐渐减小以降低超调；后期输出基本稳定,应适当增加以消除静态误差。②积分调节系数Ki在初期应取较小数值,以保证调节速度；在后期应逐渐增大,确保系统稳定性。③E较大且为正、｜Ec｜较小时,需增大Kp加快动态响应。④E较小且为正、｜Ec｜较小时,Kp保持不变,适当加大Ki,缩短到达稳态时间并减小稳态误差。⑤E较大且为负、｜Ec｜较大时,立即减小Kp防止系统超调。⑥E较小且为负、｜Ec｜较小时,适当减小Kp并增大Ki。具体规则见表1 表2。

表1 ΔKp 模糊规则库

表2 ΔKi 模糊规则库

2.4 建立模糊规则库

模糊逻辑推理采用if…then…条件语句,将模糊输入量误差E和误差变化率Ec按照模糊规则库进行推导,可以得到模糊输出量比例调节系数Kp。采用同样的方案对模糊输出量积分调节系数Ki进行模糊推理[20]。从图8 给出的模糊推理后比例积分调节系数表层图可以看出,调节策略平缓,保证了系统在调节过程中的稳定运行。

图8 Kp、Ki 模糊推理表层图

模糊推理得到的比例调节系数Kp和积分调节系数Ki是模糊论域的量,而模糊控制器的输出为实际论域的量,因此需要将模糊论域的比例调节系数Kp和积分调节系数Ki转化到实际论域中,即进行解模糊化处理。常用的解模糊化的方法有面积重心法、面积平分法和最大隶属度法等。选用式(8)所示面积重心法进行解模糊。将隶属度函数曲线与横坐标围成面积的重心作为模糊推理的最终输出值,x′为重心,μN(x)为隶属度函数。采用同样方法可以实现对电流环的模糊PI 控制。

需要指出的是,解模糊化只能求得论域的实际量,而论域的实际量并不等同于Kp与Ki的确切值,所以要根据比例因子进行再一次的变换,将实际量转换成变换器控制系统可以直接使用的确切值。

2.5 模式切换的实现

由于变换器各模式下的输入输出变量不同,故需模糊控制系统做工作模式辨别。设定工作模式信号为M,当M=0 时,变换器工作在SISO 模式；当M=1时,变换器工作在SIDO 模式；当M=2 时,变换器工作在DISO 模式。图9 所示为变换器工作模式判别中断子程序流程图。

图9 工作模式判别流程图

2.6 仿真结果分析

图10 给出了在SISO 模式下,对传统PI 控制与模糊PI 控制进行仿真的结果,发现传统PI 控制超调量σ=26.7%,稳态时间ts＞0.05 s。而模糊控制的超调σ=3.9%,稳态时间ts＜0.025 s。模糊PI 控制不仅优化了的系统的响应速度(稳态时间缩短),还大幅改善了系统的稳定性(降低超调)。超调量减小了冲击电流和冲击电压在工作初期对变换器的影响,有利于延长变换器的使用寿命。从实际使用角度来看,模糊PI 控制在超调量上优化的意义大于在响应时间优化的意义。

图10 模糊PI 与传统PI 阶跃响应

图11 给出了DISO 模式下,传统级联式三端口变换器输出电压(U1)与本研究所采用拓扑的输出电压(U2)。由图可知U2较U1电压纹波显著减小,U2稳态误差小于0.5 V/100 V=0.5%,且电压输出精度得到提高,这主要得益于交错并联的拓扑结构与所采用的模糊PI 控制方式。

图11 电压纹波对比图

各模式下的仿真验证见图12。在SISO 模式下,Pbat为正表明储能电池处于放电状态,P0=Pbat表明负载端口的能量完全由储能电池提供。在SIDO模式下,Pbat为负表明储能电池处于充电状态,P0=Pbat＋Ppv表明光伏发电端口同时向储能电池的负载端口提供能量。在DISO 模式下,Pbat为正表明储能电池处于放电状态,P0=Pbat＋Ppv表明光伏发电端口和储能电池同时向负载端口提供能量。仿真验证证明了控制策略的正确性,符合三端口变换器的设计要求。

图12 仿真波形图

3 实验验证

240 W 集成三端口直流变换器如13 所示。集成三端口直流变换器实验样机主要由主电路、采样电路和驱动电路3 部分构成。使用TMS320F28335作为数字信号处理器,IR2110PBF 作为开关管驱动IC。主电路器件选型见表3。

图13 三端口直流变换器实物图

表3 主电路器件选型表

3.1 SISO、SIDO、DISO 工作模式验证

(1)变换器在SISO 模式工作时,输出侧负载端口电压U0为100 V,电流I0为1 A。输入侧储能电池端口电流Ibat为2 A,输入侧光伏发电端口电流Ipv为0 A,储能电池向负载提供能量,见图14(a)。

(2)变换器在SIDO 模式工作时,输出侧负载端口电压U0为100 V,电流I0为1 A,输入侧光伏发电端口电流Ipv为4 A,光伏发电端口向储能电池和负载提供能量,见图14(b)。

(3)变换器在DISO 模式工作时,输出侧负载端口电压U0为100 V,电流I0为2.4 A。输入侧储能电池端口电流Ibat为2 A。输入侧光伏发电端口电流Ipv为4 A,光伏发电端口向储能电池和负载供能,见图14(c)。

图14 实验波形图

3.2 模式切换分析

(1)单输入单输出模式切换单输入双输出模式见图15(a)。变换器在切换前后,输出侧负载端口的电压U0保持100V 不变,电流I0保持1 A 不变；输入侧储能电池端口的电流Ibat由2 A 减少到-0.5 A；输入侧光伏发电端口的电流Ipv由0 A 增加到4 A。

(2)单输入单输出模式切换双输入单输出模式见图15(b)。输出侧负载端口的电压U0保持100 V不变,电流I0保持2.4 A 不变；输入侧储能电池端口的电流Ibat由4.3 A 减少到2 A；输入侧光伏发电端口的电流Ipv由0 A 增加到4 A。

(3)单输入双输出模式切换双输入单输出模式见图15(c)。输出侧负载端口的电压U0保持100 V不变,电流I0由1 A 增加到2.4 A；输入侧储能电池端口的电流Ibat由-0.5 A 增加到2 A；输入侧光伏发电端口的电流Ipv保持4 A 不变。

由图15 可以看出,当工作模式发生切换时,系统均能在0.05 s 内恢复稳定,验证了模式切换系统的可行性与变换器的稳定性。

图15 模式切换实验波形

3.3 效率分析

定义该三端口变换器的效率η为:

式中:储能电池放电时功率为正,充电时功率为负。实验样机在不同模式下的效率曲线见图16,在SISO模式下,储能电池单独向负载供电,储能电池端口电压电流较大,此时光伏端口虽然有电流脉动但有功功率为零,无功功率影响了变换器的效率；在SIDO 模式下,由于光伏端口单独供电,较大的直流分量增加了导通损耗；在DISO 模式下,光伏与储能电池同时向负载供电,电流均相对较小,整体导通损耗较低,变换器效率较高。该实验主要针对拓扑以及控制策略进行验证,并未专门对变换器效率进行优化,可通过加入软开关技术、利用双重移相减小回流功率、使用低损耗开关器件等措施,进一步提高变换器效率。

图16 不同模式下效率曲线图

4 结论

提出了一种基于模糊控制的三端口变换器。通过优化变换器拓扑结构,在提高效率的同时降低了成本；使用模糊控制策略实现PI 参数自整定,提升系统响应速度与控制精度,同时降低超调；设计工作模式切换程序,使变换器对工况具有更好的适应性。该研究为非线性智能控制在多工作模式变换器中的应用,提供一定的工程实用价值。