水下无线供电数据传输系统设计

刘佳炜,高天德,刘培洲,张博强

(西北工业大学 航海学院，西安 710072)

0 引言

水下自主航行器(AUV)作为人类开发和利用海洋资源的重要工具，在科研和战略等领域起到了重要作用。AUV目前较常见的充电方式有回收后通过电缆充电，或通过防水插拔的接头直接在水下充电，前者消耗大量的人力、时间成本，效率较低；后者技术尚不成熟，且防水接头价格昂贵，水下充电成本较高，尚未得到广泛应用。基于磁耦合谐振的无线供电(WPT,wireless power transfer)方式可以较好地解决目前存在的问题[1]。AUV在能源即将耗尽时，返回充电基站进行能源补给，充电完成后自动离开基站继续完成任务，整个充电过程不需要人工干预，大大削减了人工和时间成本，且整个过程在水下进行，可以从根本上解决有线传输在灵活性、可靠性和隐蔽性等方面的弊端，是解决水下设备能源供应问题的重要手段，具有光明的应用前景。

在实际充电过程中，必须严格控制系统各参量，使系统保持稳定、高效的能量供应。对于实际应用来说，海水水流冲击会造成AUV和基站的相对位移，使得线圈偏移，系统耦合状态变化，系统稳定性下降；海水温度、盐度等其他变量的扰动也会引起系统参数的变动，影响供电稳定性[2]。此外，随着充电进度的变化，AUV的等效阻抗也会发生变化，如果不在电源端及时进行阻抗匹配，会对充电效率造成较大影响[3]。因此，只进行无线电能传输而不能进行信息交互的供电系统并不能真正投入使用，而应该在无线供电的同时进行通信，使基站实时获取负载信息，根据获取的信息调整系统参数，对充电过程进行闭环控制，降低相对位移、阻抗变化等因素带来的影响，保证稳定、高效的能量供应。

1 系统结构及原理

1.1 基于磁耦合谐振的无线供电技术

基于磁耦合谐振的无线供电系统基本结构如图1所示[4]，能量发射电路中，逆变器将直流源转换成大功率交流信号，通过耦合线圈传到能量接收电路，经过整流滤波，供直流负载(AUV电池)使用。为了达到最大能量传输效率，发射和接收电路都由谐振电容和谐振电感(耦合线圈)组成LC振荡结构。高频信号激励发射线圈感应出交变电磁场，通过强磁耦合谐振作用，在接收线圈上感应出磁场，并通过LC谐振电路使能量在电场和磁场之间周期性转换，实现了能量从接收端到负载端的源源不断的输送。

图1 磁耦合谐振无线供电系统框图

对系统中逆变器、整流器、滤波器等部件进行简化，可得等效电路模型(图2)。其中Us是直流电源经逆变器后产生的交流信号，Rs是电源等效内阻，R1和R2是初级回路和次级回路的等效阻抗，L1和L2是耦合电感，二者互感为M，C1和C2为初级回路和次级回路的等效谐振电容，负责将整个电路调谐在需要的频率，RL是接收能量的负载。

图2 串-串结构磁耦合谐振无线供电系统等效网络

对图2使用基尔霍夫电压定律可写出初级回路和次级回路的KVL方程[5]：

US=Z1I1-jωMI2

(1)

0=Z2I2-jωMI1

(2)

其中，初级回路总阻抗：

(3)

次级回路总阻抗：

(4)

将式(1)和(2)联立，解出初、次级回路电流I1、I2：

(5)

(6)

由式(5)可以看出，当次级回路和初级回路通过线圈耦合时，次级回路对初级回路的影响可以通过反射阻抗Z21体现，即：

(7)

其中：

(8)

在进行无线能量传输时，次级回路通过反射阻抗从初级回路获取能量，若要达到最大传输功率，需要进行阻抗匹配[6]。

传输效率：

(9)

若要使初级回路和次级回路都工作在谐振状态，即电流、电压同相，只需满足Z1和Z2呈纯阻性即可，即：

(10)

此时:

(11)

1.2 基于无线供电的数据传输技术

下行数据传输和能量传输方向相同，因此可以将能量信号作为载波，通过幅度调制(ASK)、频率调制(FSK)和相位调制(PSK)等方式将数据信号耦合到能量信号中[7]。其中，FSK方式调制系统结构较为简单，传输功率较为稳定，易于解调，因此本文选择2FSK调制方式进行研究。

在2FSK中，载波的频率随二进制基带信号在f1和f2两个频率点间变化，其表达式为：

(12)

一个2FSK信号可以看成是两个不同载频的2ASK信号的叠加，因此2FSK信号的时域表达式又可写成:

e2FSK(t)=s1(t)cos(ω1t+φn)+s2(t)cos(ω2t+θn)

(13)

式中，S1(t)和S2(t)均为单极性脉冲序列，当S1(t)为正电平脉冲时，S2(t)为零电平，反之亦然；φn和θn分别是第n个信号码元(1或0)的初始相位。在移频键控中，φn和θn不携带信息，因此可令二者均为零，得到2FSK信号的简化表达式：

e2FSK(t)=s1(t)cos(ω1t)+s2(t)cos(ω2t)

(14)

2 系统硬件设计

下行通信系统框图如图3所示,单片机根据原数据产生调制信号，控制逆变器产生相应的2FSK信号，通过耦合线圈传输到次级回路，供负载使用，同时解调器将信号提取出来进行非相干解调，依次通过滤波器，包络检波器，抽样判决器，最终得到原始数据。

图3 下行通信系统框图

2.1 逆变电路

逆变电路是基于磁耦合谐振无线能量传输系统的核心部分，负责将高电压的直流电源转换成大功率交流信号，以便通过耦合线圈发射到接收回路。在无线供电数据传输系统中，逆变器还要完成2FSK信号的调制，逆变电路的设计和性能直接决定了能量信号和数据信号能否在系统中有效传输，是数据信号能被正确提取和解调的先验条件[8]。

下面讨论全桥电路中MOS开关的的驱动问题。图4是常见的H桥逆变器原理示意图，首先分析由Q1和Q4组成的通路，在Q2Q3关断的情况下，当Q1Q4关断时，Q1的源极电位处于“悬浮”状态，即不确定电位。如果在打开Q4之前，先打开Q1，给Q1的G极12V的电压，由于Q1源极“悬浮”状态，可以是任何电平，不能保证Q1的栅极电压高于源极电压，这样可能导致Q1打开失败；相应地，如果先打开Q4，则Q1源极电位被拉低，此时给Q1的栅极加上12V电压，Q1打开，Q1饱和导通，源级的电平被拉高到电源电压，此时Q1的G极电压小于Q1的S极电压，Q1关断，Q1打开失败。Q2和Q3的情况与Q1和Q4相似。要打开由Q1Q3构成的全桥的上管，必须处理好上管源极的“悬浮”问题，使上管的栅极相对于源极有10-15V的电压差，所以本设计采用IR2110悬浮驱动MOSFET方案，可以有效的解决上管的栅极的“悬浮”问题。该芯片是一种双通道、栅极驱动、高压高速功率器件的单片式集成驱动模块，具有独立的高端和低端参考输出通道，逻辑输入与标准CMOS或LSTTL输出兼容，工作电压高达500伏[9]。

图4 全桥式逆变器示意图

相关驱动电路如图5所示，此处用一片IR2110芯片驱动一对MOS管，另一对MOS管同理。

图5 MOS驱动电路

其工作原理如下：首先给LIN输入高电平，HIN输入低电平，LO使能，HO关闭，Q2导通，VS的电位被拉低到地，Vcc通过自举二极管D4给自举电容C5充电，电容C5在VB和VS之间形成一个悬浮电源。接下来给LIN输入低电平，HIN输入高电平，此时HO输出，LO关闭。自举电容C5给上桥臂主开关器件Q1供电，确保Q1能正常导通。

为了限制通过MOSFET的电流避免烧毁器件，相应的保护电路如图6所示。其中tlv6743是电压比较器，通过比较SENSE端口的输入电压和内置比较电平VIT(400 mV)，控制OUT端口的输出[10]。SENSE端口和下桥臂的两个MOS开关Q2Q4的源极相连，通过0.033 Ω的电阻接地。TLP291是光耦继电器，当ANODE(1)端口和CATH(2)端口电势差超过内部发光二极管的导通电压，发光二极管点亮，受光器接受光线之后就产生光电流，从输出端流出，使E(3)端口C(4)端口导通。

图6 保护电路

当通过MOSFET的电流在正常范围内，SENSE输入电平小于VIT，比较器内部MOS开关导通，OUT引脚被拉低至地，发光二极管D11不亮，双极型晶体管Q5截止，光耦继电器内部发光二极管不亮，两个输出引脚断开，其中和3引脚相连的IR2110芯片SD使能输入端接地，驱动芯片正常工作；当电流过大，SENSE端输入电平超过VIT，OUT输出端被拉高，发光二极管D11点亮，双极型晶体管导通，光耦继电器输出端导通，SD电平被拉高，IR2110驱动芯片LO和HO均被关闭，输出低电平，逆变器H桥上4个MOSFET均断开，起到保护作用。

2.2 主控芯片

为了控制H桥逆变器的4个MOS开关使其按正确顺序开闭，需要对驱动芯片输入两路互补的方波，使H桥上对应位置的MOS开关轮流导通。输出交流信号频率和输入方波频率相等，因此要实现能量信号的2FSK调制，只需对输入的方波信号进行调制即可[11]。本文选用dsPIC30F4012芯片进行方波的生成与2FSK调制。

dsPIC30F4012是Microchip公司生产的16位闪存数字信号控制器，拥有48 kB片上闪存程序空间(16指令字)和2 kB片上数据RAM，内部集成有多个智能模块:电机控制PWM模块、通用异步收发器UART模块、10位高速模数转换器ADC模块、正交编码器接口QEI模块等。其中,电机控制PWM模块有6个具备3个占空比发生器的PWM1/0引脚,此模块允许多种工作模式,有利于实现特定的功率控制应用[12]。

使用PIC单片机上PWM1H和PWM1L两个端口输出方波，分别和逆变电路中的两片IR2110驱动芯片连接，具体连接方式如图7所示。

图7 驱动芯片输入端连接方式

PWMH和PWML是互补的方波。PWM1H为高电平时，PWM1L为低电平，U1的HO和U2的LO有效，H桥一路导通，PWM1L为高电平时，PWM1H为低电平，U1的LO和U2的HO有效，H桥另一路导通，循环往复，实现直流信号到交流信号的转换。

2.3 谐振网络

谐振网络拓扑如图8(a)所示，XFG1是逆变器输出的能量信号，可看作电源，T1是耦合线圈，R2是负载(航行器)。根据公式(7)，次级回路通过反射阻抗Z21从初级回路获取能量，因此可把整个次级回路等效成一个负载Z21[13]，如图8(b)所示。

图8 谐振网络拓扑

当电源内阻一定时，负载阻抗和内阻相等，负载功率达到最大，因此为了使航行器达到最大的充电功率，可以把初级回路总阻抗Z1=R1+C1+L1看作电源内阻，Z21看作负载，使二者相等，即满足Z1=Z21。当系统工作在谐振状态下时，初级回路和次级回路均为纯阻性，反射阻抗也呈纯阻性，即应满足：

(15)

式中，线圈互感可测量得到，ω可根据预计的能量信号频率(200 kHz)算出，只需确定R1的值即可算出相应的R2。

R1的确定需考虑电路的品质因数。品质因数是特征阻抗与电路的总电阻R之比，反映了电路对频率的选择性，Q值越高，频率特性曲线就越尖锐，选择性就越好[14]。但本研究的实际应用中，如果Q值过高，会导致能量信号的2FSK调制的不同频点对信号幅度造成较大影响，降低能量传输效率，甚至影响上行通信的解调。因此需要适当降低品质因数，获得相对平缓的幅频特性曲线，减轻信号调制带来的影响。

(16)

其中:ρ是电路的特征阻抗：

(17)

由式(16)可知，要使品质因数降低，应提高回路电阻在总阻抗中的比例，但由于谐振状态下R1R2的交流总功率：

(18)

其中:US是逆变器输出交流能量信号的振幅，当满足阻抗匹配条件(15)时式(18)可化简为：

(19)

可以看出R1电阻值越高负载功率越低，因此要在幅频特性和传输功率之间寻找一个合适的平衡点。

图9 扫频电路

为了获得不同电阻条件下系统的频率响应曲线，在multisim仿真软件中搭建如图电路，使用波特测试仪工具进行扫频。经实物测量，用漆包线手工绕制的耦合线圈初级端和次级端自感L1L2均为65 μH，互感M为60 μH，耦合系数：

(20)

为了使系统在200 kHz频点处谐振，耦合电容：

(21)

将R1设为下列不同的值，代入公式(15)算出相应阻抗匹配条件下的R2，用multisim画出各对应条件下的幅频特性曲线如图10所示(为方便对比，设置逆变器输出都是振幅10 V的交流信号)：

图10 条件下的幅频特性曲线

图中纵坐标反映的是R2两端电压幅度和逆变器输出能量信号幅度之比。分析以上数据可以看出，R1=1 Ω时，根据式(19)算出负载R2的理论功率最高，可达到为12.5 W，但幅频特性曲线过于尖锐，在中心频率正负10 kHz范围内就会达到60%以上的幅度衰减，经过2FSK调制后容易造成较大的功率损失，并且对上行信号的解调造成影响[15]；R1=10 Ω时，幅频特性曲线较为平缓，能显著缓解工作频率偏移带来的幅度衰减，但R2的功率太低，只有1.25 W。因此采用折衷方案，使R1=5 Ω，R2=1 137 Ω，此方案在中心频率上下10 kHz范围内幅度衰减在10%左右，负载功率2.5 W。此数值只是逆变器输出交流能量信号幅度10 Vp时的理论值，实际应用中逆变器电源电压可以达到几十伏。根据式(19)计算，如果逆变器电源达到63 V左右，负载的充电功率可以达到100 W。

除此之外，根据频率特性曲线的图像特性，为了降低2FSK调制对上行ASK信号的影响，还可以将2FSK调制所对应的频率设置在谐振频率的两侧[16]。从图中可以看出，在该谐振系统中，工作频率设置在186 kHz处和210 kHz处时，负载上接收的电压幅度十分接近，都是53 V，也就是说对能量信号进行2FSK调制后，不同载波频率不会使负载接收的信号波形产生较大波动，相应地降低了对上行通信调制和解调过程的影响。

3 系统软件设计

3.1 逆变器控制程序

dsPIC30f4012芯片拥有一个6输出的PWM模块，简化了产生多个同步脉宽调制输出的任务。该模块包含3个PWM发生器，每个发生器都有一对输出引脚，每对输出引脚都可以互补或独立工作，该芯片还内置用于互补模式下的硬件死区发生器，非常适合本项目的应用场合。确定了频率，占空比，死区后就能获得确定的PWM信号。除此之外，要使PWM信号能正常输出，还要配置其他的相关寄存器，例如端口的功能设置、死区生成模块设置等。程序的总体实现如图11所示。

图11 PWM信号控制程序整体流程图

3.2 编解码程序

3.2.1 纠错编码

数字信号在传输过程中，受到干扰的影响会破坏码元波形，使接收端产生错误判决。由乘性干扰导致的码间串扰，可以通过均衡的方式缓解[17]，而对于加性干扰只能采用差错控制措施。常用的简单纠错编码有奇偶监督码、恒比码、正反码等[18]，本文中选用汉明码。汉明码编码效率较高，可以纠正一位错码[19]。

设码长为n，信息位数为k，监督位数r=n-k。若要用r个监督位构造出r个关系式来指示一位错码的n种可能位置，则要求:

2r-1≥n

(22)

设分组码(n,k)中k=4，由式(22)可知，要求监督位数r≥3。若取r=3，则n=k+r=7。若用a6a5…a0表示这7个码元，用S1、S2和S3表示校正子，则S1、S2和S3的值与错码位置的对应关系可以规定如表1所列。由表中可见，当且仅当一位错码的位置在a2、a4、a5和a6时，S1取1。即a2、a4、a5和a64个码元构成偶数监督关系:

S1=a6⊕a5⊕a4⊕a2

(23)

同理:

S2=a6⊕a5⊕a3⊕a1

(24)

S3=a6⊕a4⊕a3⊕a0

(25)

在发送端编码时，信息位a6a5a4和a3的值决定于原数据，监督位a2a1和a0应根据信息位的取值来确定，即监督位应使式(23)(24)和(25)中S1S2S3的值均为0，表示编成的码组中应无错码：

表1 校正子和错码位置的关系

(26)

经移项运算，解出监督位为:

(27)

给定信息位后，可以按式(26)算出监督位。为了在程序中实现，将式(27)改写成矩阵形式：

(28)

其中矩阵运算中的相加都指模2加法。上式表示，在信息位给定后，用信息位的行矩阵乘矩阵Q就产生出监督位。将Q的左边加上一个k*k阶单位方阵，就构成一个矩阵G。

(29)

G为生成矩阵，可以由它产生整个码组:

[a6a5a4a3a2a1a0]=[a6a5a4a3]G

(30)

接收端解码时，可将接收码组B代入式(23)(24)(25)中计算即:

(31)

若接收码组无错码，则S1S2S3应该为0。当接收码有错时，在未超过检错能力的前提下，只要计算出S1S2S3的值并根据表(1)定位并修正误码位置即可。

由于MATLAB具有方便的数据分组和矩阵计算功能，可以用MATLAB完成纠错码的生成。首先将要传输的数据(例如一串十进制数)按位存成一维数组，然后用de2bi()函数将其按位转换成8421BCD码，假设原数据长度为m，则经过de2bi()函数转换后变成k行4列的矩阵A。接下来将二进制码分段加入纠错位。由于汉明码只能纠正一位错码，分段长度应尽量取短。一位十进制数字对应4位BCD码，因此此处将每4位二进制码分为一段，每段加入3位纠错码。在MATLAB中实现时将矩阵A左乘生成矩阵G后，应对每一个元素除以2取模，即可得到k行7列的加入纠错码后矩阵。最后用reshape()函数将矩阵转换成一维的二进制数组。

接收端接收数据后进行滤波，包络检波，抽样判决后得到二进制数据，将该数据每7位分成一组，用式(31)进行计算，并同样对所有元素除以2取模，得到S1S2S3的值，如果S1S2S3都是0说明无错码，否则根据表(1)对相应错码位置取反。最后删除每个7位数组的最低3位监督位，将余下的4位BCD8421码转换成10进制数，即可得到原数据。

3.2.2 群同步编码

群同步码的插入方式有两种：一种是集中插入，另一种是分散插入[20]。本项目应用背景中，信息可能间断传输，并且每次传输时间不长，因此选用集中插入法。在实现集中插入法时，在接收端可以通过接收码元序列的自相关函数来定位同步码组的位置。在开始接收时，同步系统处于捕捉态，若计算结果小于某一门限值，则等待接收到下一个码元后再计算，直到自相关函数值等于该值时，就认为捕捉到了同步，并将系统从捕捉态转换为保持态。此后，继续考察后面的同步位置上接收码组自相关值是否仍然等于门限值。当系统失去同步时，自相关值立即下降。所以为了保护同步状态不易被噪声等干扰打断，在保持状态时要降低对自相关值的要求。程序流程如图(12)所示。

图12 群同步码检测流程

4 实验结果与分析

为了进一步验证前两章设计的基于无线供电的数据传输系统能否实现数据传输功能，搭建相应的硬件电路，进行相关测试。

按照第2节中设计方案连接上行通信测试电路。磁耦合线圈部分使用手工缠绕在铁芯上的漆包线制成，经测量，自感65 μH,互感60 μH。图13是示波器测量的逆变器输出波形，图14是经过磁耦合线圈无线传输后用ELVIS Ⅱ在接收端功率电阻两端采集的信号波形，以bin文件格式保存。在MATLAB中使用fread()函数读取bin文件，将采样值存为数组，用awgn()函数添加白噪声，之后进行包络检波，得到的包络波形如图15所示。

图13 逆变器输出波形

图14 采集信号波形

图15 SNR =0 dB时包络波形

接下来对抽样判决得到的二进制码元按照第3节中所述的方法进行群同步捕捉和纠错，解码，并计算不同条件下的误码率，最终结果如表(2)所示。在0 dB信噪比下，加入纠错算法后可实现稳定0误码率数据传输，-2 dB信噪比下多次实验平均误码率为3.3%，-2.5 dB信噪比下多次实验平均误码率为13%。

表2 不同信噪比条件下多次实验测得误码率

5 结束语

本文针对水下航行器无线充电的应用背景，在现有无线供电理论基础上，设计了基于无线供电的上下行数据传输系统，用dsPIC30F401作为主控芯片，通过软件方式实现通信信号调制与解调，在未增加额外通信信号传送通道的条件下，实现了能量与信息的同步传输，并分析了系统参数对能量传输速率，效率等性能指标的影响，对参数进行优化。搭建了相应的硬件实验平台，对系统的可行性进行了验证。在水下近距离条件下可以实现0误码率通信。