一种新的载波移相脉宽调制策略

赵紫龙,过 亮,曲彗星

(1. 南京铁道职业技术学院供电与工程学院, 江苏 南京 210031;2. 国电南瑞科技股份有限公司, 江苏 南京 211106)

新能源在电力能源中的比重逐年增加,特别是并网风电和光伏发电近年来装机容量迅速增长,且呈现出单机容量逐步扩大的趋势.风电、光伏发电的并网主要通过电压源型变换器(VSC)实现,常用的控制方法是正弦脉宽调制(SPWM)和空间矢量脉宽调制(SVPWM)[1].脉宽调制方式决定了并网变换器输出的电压含有一定量的谐波成分.谐波的存在会污染公用电网、影响变压器工作、增加输电线路功耗,甚至影响继电保护的可靠性[2-3].IEC61000和国标GB/T 14549—1993都对公用电网谐波含量提出了量化要求,其中偶次谐波允许含量仅为奇次谐波的一半.因此,大功率变流器接入公用电网时,需要特别注意对偶次谐波含量的控制,以符合入网标准.

VSC并网设备的谐波分析和抑制目前已得到广泛研究[4-7],大多是从闭环控制角度去抑制特定频段内的谐波或增强系统阻尼.关于偶次谐波抑制方面的研究不多,见诸文献的研究主要是针对SVPWM的偶次谐波抑制.文献[8]给出了一种针对7段式SVPWM的改进方法;文献[9]对5段式SVPWM进行了改进;文献[10-11]提出了中点钳位三电平SVPWM的改进方法.上述文献抑制偶次谐波的思路一致,即相邻扇区应用不同矢量序列.文献[12]在此思路的基础上突破了相邻扇区的限制,给出几种不同分区方法,并比较了各方法的效果.然而,基于扇区划分的偶次谐波抑制方法仅适用于SVPWM,不具普遍适用性;SPWM产生偶次谐波的机理和抑制方法尚未被关注.因此,本文综合考虑SPWM和SVPWM的特点,分析指出了脉冲宽度调制(PWM)逆变器产生偶次谐波的本质原因,并以此为出发点,将多电平载波移相技术改进后应用于2电平VSC,从而提出了一种新的载波移相脉宽调制策略,可起到抑制偶次谐波的作用,并能适用于SPWM和SVPWM等不同调制方式.

1 常用PWM偶次谐波产生原理

采用傅里叶分解方法分析VSC输出电压谐波,电压V的傅里叶分解为:

(1)

式中:

(2)

(3)

(4)

一个基波周期内,正负电平作用时间相等,因此a0=0.如果电压波形半波对称,则电压可以表示为:

V(t)=-V(t-T/2)

(5)

将式(5)代入(3)、式(4)并化解得到:

(6)

(7)

从式(6)、式(7)可以看出,当n为偶数时,系数an、bn均为0,即电压中不包含偶次谐波.因此,分析VSC输出是否含有偶次谐波,只需研究输出电压波形的半波对称性.

1.1 SPWM的偶次谐波

SPWM脉冲由调制波与载波直接比较生成.以单相VSC为例,假设正半波某时刻的正弦调制波大小等于u,则其对应的半波对称时刻的正弦调制波大小等于-u.上述两时刻生成的PWM波形如图1所示.图1中:Vref为调制波；Vcar为载波；TB为调制波周期；Ts为载波周期；Vdc为直流侧电压.从图1可以看出,波形没有实现半波对称,因此会含有偶次谐波分量.

图1 SPWM生成的脉冲波形

1.2 SVPWM的偶次谐波

SVPWM通过矢量组合生成目标电压,如图2所示,共有8个基础电压矢量,其中V0和V7为零矢量,V1—V6这6个非零矢量将空间划分成6个扇区,目标电压由相邻两个非零矢量和零矢量组合等效.

图2 电压空间矢量图

以扇区Ⅰ为例,目标矢量Vref由V1、V2、V0、V7共同作用生成,设V1、V2的作用时间分别为T1和T2,载波周期为Ts,则按照7段式SVPWM的计算公式,用于产生A相脉冲的调制波比较值为:

TA=(Ts-T1-T2)/2

(8)

(9)

上述两矢量产生的A相脉冲波形如图3所示,图3中,Ts为载波周期,Vdc为直流侧电压,三角载波的峰值也为Ts.可以看出,与SPWM类似,波形

图3 SVPWM生成的脉冲波形

没有实现半波对称,因此含有偶次谐波分量.

2 新的载波移相脉宽调制策略

由常用PWM产生偶次谐波的原理可知,在调制波相位相隔180°的两个位置,生成的两个脉冲波形虽然不是半波对称的,但具有两个明显特征:1) 从面积等效原则来看,两个脉冲波形面积互补;2) 以载波周期来看,后一脉冲偏移半个载波周期即可与前一脉冲形成对称.由此,本文提出一种载波周期移相脉宽调制策略(period phase shift-PWM,PPS-PWM),通过对载波进行周期性相位偏移实现脉冲的半波对称,从而消除偶次谐波.

2.1 PPS-PWM的基本原理

为了使脉冲波形达到半波对称的效果,在调制波处于负半轴的区间内,将载波的相位偏移180°,效果如图4所示,即将图4中的载波Vcar1更换为Vcar2.这时生成的脉冲也将由图4中左下方波形变为右下方波形,两者从面积等效原则来看是等效的,但从波形的形状来看,后者才能与图1中的正半周波形构成半波对称.

图4 PPS-PWM的脉冲波形

2.2 PPS-PWM的控制实现

传统的载波移相是指级联多电平或并联逆变器中不同的逆变单元使用相位不同的载波[13].这种多个载波同时存在于多个逆变单元中的载波移相方法可以理解为空间上的移相拓展应用.而本文提出的PPS-PWM则体现为时间上的移相拓展,即同一时刻只有一个载波序列存在,但其相位每隔一个固定的时间周期要进行一次偏移,其控制实现如图5所示.通过电网电压锁相环获得角度θ,当0°<θ≤180°时,载波接通到三角载波序列1;当180°<θ≤360°时,载波接通到三角载波序列2.序列1与序列2的三角波在相位上相差180°.

图5 PPS-PWM的控制实现

从PPS-PWM的实现过程可以看出,本策略对脉宽调制的改进,在操作层面只涉及载波的优化,而不对调制波的计算过程提出附加要求,因此,与已有的偶次谐波消除PWM相比,适用范围更广、工程应用更加方便.

3 仿真验证

通过Matlab/Simulink搭建仿真模型验证本文所提PPS-PWM策略的有效性和适用性.采用典型三相全桥IGBT逆变器,直流电压控制为700 V,交流并网电压380 V/50 Hz,开关频率2 kHz.为了避免滤波回路及电网阻抗的影响,测量IGBT出口端的A、B相电压,用FFT工具分析其谐波分布,对比策略效果.

3.1 PPS-SPWM的验证

当使用传统SPWM进行控制时,谐波分布如图6所示,其纵坐标为谐波相对基波的百分比，基波含量为540.6 V，总谐波失真(THD)为80.83%，各频段谐波中都包含奇次与偶次谐波,且开关纹波为偶次谐波.

图6 SPWM的线电压谐波分布

当使用PPS-SPWM进行控制时,谐波分布如图7所示,基波含量为541.1 V，总谐波失真(THD)为80.84%.从图7可以看出,谐波中的偶次谐波成分几近消除.

图7 PPS-SPWM的线电压谐波分布

3.2 PPS-SVPWM的验证

当使用传统SVPWM进行控制时,谐波分布如图8所示,基波含量为538 V,总谐波失真(THD)为81.27%,各频段谐波中都包含奇次与偶次谐波,且开关纹波以偶次为主.

图8 SVPWM的线电压谐波分布

当使用PPS-SVPWM进行控制时,谐波分布如图9所示，基波含量为538 V，总谐波失真(THD)为81.28%.从图9可以看出,谐波中的偶次谐波成分几近消除.

图9 PPS-SVPWM的线电压谐波分布

将图6至图9中的谐波含量列入表1进行对比,可以看出,不管是SPWM还是SVPWM,经过载波周期移相策略的改进,偶次谐波几乎完全消除;特别是在开关频率附近表现得尤为明显,偶次谐波最高从29.78%降为0;同时也需注意到,偶次谐波的降低伴随着奇次谐波的增长,表明谐波并非消失,而是从偶次频率转移到了奇次频率,但在偶次谐波指标较为严苛的场合,这一改进具有实用意义.

表1 各调制方式下PWM谐波含量表 %

4 结论

本文通过对SPWM和SVPWM的脉冲波形进行分析,总结了其产生偶次谐波的机理;提出对多电平中的载波移相脉冲调制进行时域拓展应用策略,实现偶次谐波消除.所提方法具有通用性,对SPWM和SVPWM均可适用,且易于工程实现.仿真结果证明了本文所提方法的有效性.