一种交错式高增益直流变换器

林思圻，林国庆

(福州大学电气工程与自动化学院，福建 福州 350108)

1 引言

随着人类社会的发展，伴随而来的能源危机和环境污染问题也在加剧。因此，对于光伏、燃料电池等新能源的开发和利用近年来得到不断重视[1-3]。但光伏、燃料电池等新能源的输出电压较低一般为18V～56V，需要通过高增益直流变换器将较低的直流电升高至380V或400V的常见母线电压[4-5]。

隔离型高增益变换器可以通过调节匝比灵活改变电压增益，但过高的匝比会影响电路的线性度，并降低变换器的效率和功率密度。传统Boost变换器作为非隔离型变换器中最基本的拓扑，在实现较高电压增益时，开关管会出现极限占空比的情况，导致电感电流纹波过大，输出二极管出现严重的反向恢复电流尖峰，变换器效率和可靠性也会降低，因此，一般运用于电压增益小于6的场合[6-7]。

本文提出了一种交错式高增益直流变换器。该变换器采用交错并联Boost结构与二极管电容网络相结合，实现了高电压增益、低开关器件电压应力和低输入电流纹波。

2 电路与工作原理

2.1 电路结构

本文提出的交错式高增益直流变换器如图1所示，由输入电源Vin，电感L1、L2，中间电容C1～C4，二极管VD1～VD5，输出电容Co以及负载R组成。

图1 所提高增益变换器拓扑

2.2 工作原理

为简化分析，作出如下假设：(1)电路工作于CCM 模式；(2)忽略线路与器件寄生参数的影响；(3)电容C1～C4以及Co足够大，稳态电压值不变。

变换器主要工作波形如图2所示，开关管S1、S2的占空比分别为D1、D2，满足D1与D2互相交叠且D1+D2>1，在一个开关周期内，变换器有四种工作模态，各模态等效电路如图3 所示。

图2 变换器主要工作波形

图3 各工作模态等效电路图

(1)工作模态 1[t0-t1]:t0时刻，开关管S1、S2均处于导通状态，电感L1、L2两端电压均为输入电压Vin，两电感电流均线性上升，二极管VD1～VD5都处于反向截止状态，电容C1～C4两端电压均保持不变，输出电容Co给负载供电。

(2)工作模态 2[t1-t2]:t1时刻，开关管S2关断，S1继续导通；电感L1两端电压仍为Vin，电流继续线性上升；电感L2续流，其电流线性下降，Vin与电感L2通过二极管VD1对电容C1充电；Vin与电感L2一起通过二极管VD3和开关管S1对电容C3充电；Vin与电感L2、电容C4、C2串联在一起通过二极管VD5和开关管S1给电容C3、Co充电并给负载供电。

(3)开关模态 3[t2-t3]: 开关管S1、S2均导通，这个阶段与(t0-t1)阶段电路工作模态一致。

(4)工作模态 4[t3-t4]:t3时刻，开关管S1断开，S2继续导通，电感L1续流，其电流线性下降，Vin与电感L1、电容C3串联在一起通过二极管VD4和开关管S2对电容C4充电；Vin与电感L1、电容C3、C1串联在一起通过二极管VD2和开关管S2对电容C2充电；电感L2两端的电压为Vin，电感L2电流继续线性上升；输出电容Co给负载供电。

以上分析了在电感电流连续条件下变换器的工作情况。电路在电感电流断续时的工作过程分析与连续时相似，为简化分析，文中不再赘述。

3 性能分析

3.1 增益特性

当开关管S1导通时，电感L1两端电压为Vin；当开关管S1关断时，电感L1两端电压为-(VC4-VC3-Vin)或-(VC2-VC1-VC3-Vin)，因此根据电感L1的伏秒平衡可以列写：

(1)

当开关管S2导通时，电感L2两端电压为Vin；当开关管S2关断时，电感L2两端电压为-(VC1-Vin)或-(VC3-Vin)或-(Vo+VC3-VC2-VC4-Vin)，因此根据电感L2的伏秒平衡可以列写：

(2)

可计算出各电容电压与输出电压的表达式为：

(3)

当变换器的两个开关的占空比满足D1=D2=D时，所提变换器的电压增益为：

(4)

3.2 开关器件电压应力分析

根据电路的工作原理，可求得各开关器件的电压应力表达式为：

(5)

当开关管S1与S2的占空比D1与D2满足D1=D2=D时，各开关器件的电压应力可表示为：

(6)

4 关键参数设计

为了保证所提拓扑的电感工作在连续模式，电感取值必须大于临界导通模式下的计算值，当D1=D2=D时，两电感的计算公式为：

(7)

式中，ΔiL1、ΔiL2分别为按设计要求所设定的流过电感L1、L2电流的最大纹波值。

电容的计算公式为：

(8)

式中，IL1、IL2、Io分别为流过电感L1、L2以及输出电流的平均值，ΔVC1～ΔVC4以及ΔVo分别为电容C1～C4以及Co两端的电压纹波值。

5 实验

为了验证理论分析的正确性，搭建了一台100W的交错式高增益直流变换器样机，额定输入电压Vin= 24V，输出电压Vo=380V，开关频率fs=100kHz，电感L1与L2取400μH，电容C1～C4取3.3μF的薄膜电容，输出电容Co取47μF的电解电容，开关管S1与S2均选用IRFP264，二极管VD1～VD5均选用MUR840，实验结果如下。

图4为两开关管驱动电压和漏源电压波形，电路工作在额定输入输出电压时，两个开关管工作的占空比D1=D2=0.691，电压增益为15.83，在相同的占空比下，传统Boost变换器的电压增益为3.24，远低于本文所提的电路拓扑，因此，在实现高电压增益的同时，有效避免了极限占空比的出现。开关管S1与S2的电压应力分别为78.3V、77.8V，仅为传统Boost变换器开关管电压应力的1/5。

图4 开关管电压波形

图5为输入电流、电感L1和L2电流以及输出电压波形，可以看出，通过采用交错Boost结构，输入电流纹波得到大幅降低，仅为262.5mA，输入电流平均值为4.66A，输入电流纹波占比约为5.63%，低输入电流纹波有利于提高光伏、燃料电池等新能源电池的使用寿命，提高发电效率，输出电压稳定在380.4V，符合理论分析。

图5 输入电流、电感电流和输出电压波形

图6为二极管VD1～VD3两端电压波形，图7为二极管VD4和VD5两端电压波形。二极管VD1的电压应力为78.2V，仅为输出电压的1/5，二极管VD2～VD5的电压应力分别为154.1V、153.8V、152.9V、154.6V，仅为输出电压的2/5，均远低于传统Boost变换器二极管的电压应力。

图6 二极管VD1～VD3两端电压波形

图7 二极管VD4和VD5两端电压波形

图8为电容C1～C4两端电压波形，电容C1～C4的稳态电压值分别为77.2V、227.7V、75.4V、153.9V，与式(3)分析结果一致。最终测得所提变换器在额定输入输出电压下的满载效率为93.13%。

图8 电容C1～C4两端电压波形

6 结论

本文提出了一种交错式高增益直流变换器，对其工作原理和稳态特性进行了详细分析，并通过实验验证了该拓扑的可行性，所提拓扑具备以下优点：

(1)具有高电压增益，所提拓扑可以实现5倍于传统Boost的电压增益，能够有效避免开关管极限占空比的出现。

(2)具有低的开关器件电压应力，有利于选用耐压等级更低的开关管和二极管，提高变换器效率。

(3)通过采用交错Boost结构，可以有效降低变换器的输入电流纹波，有利于提高光伏、燃料电池等新能源电池的使用寿命，提高发电效率。