采用FPGA减小控制延时的逆变器直流侧电容均压策略

王位， 汪光森， 周斌， 张振宇

(海军工程大学 军用电气科学与技术研究所，武汉 430033)

0 引 言

电磁发射技术是一种将电磁能转化为负载动能，使负载达到发射目标速度的新型发射技术，该技术在不同的发射领域均具备较大的技术优势和广泛的应用前景[1]。电磁发射技术的本质是能量的变换[2]。因此，是具有高性能指标、强可靠性和广泛适用性的能量变换装置，是电磁发射系统的关键环节，而能量变换装置的核心设备就是逆变器[3-4]。

随着二极管中点箝位式(NPC)拓扑结构的广泛应用，多电平逆变器得到了长足的发展[5]。其中，NPC/H桥五电平逆变电路因为具备拓扑结构简单、开关器件电压应力低、直流电源数量少等优点，被各领域大功率逆变器广泛采用[6-7]。但是该型拓扑结构固有的直流侧电容电压波动等问题，制约了其在电能变换质量有较高要求的应用领域的发展[8-9]。

针对该型拓扑结构直流侧电容电压不均的问题，国内外学者进行了广泛研究，主要提出了以下几种方法：零序电压注入法、冗余矢量法、虚拟矢量法和目标函数法[10-15]等。文献[10]对传统调制方法进行了对比，提出了一种适用于三电平的零序电压注入调制策略，优化了中点电压平衡控制的动态响应速度。文献[11]提出了一种在选择冗余矢量时增加过渡开关状态的新型空间矢量脉宽调制技术(SVPWM)。文献[12]和文献[13]通过重新计算虚拟矢量，在满足调制需求的同时进一步优化了均压控制效果。文献[14]和文献[15]提出构建计算直流侧电容电压函数的主动控制方法。此外，文献[16]提出一种应用于多电平高压直流转换器的基于FPGA的电容均压控制策略，其目的是为了减小转换过程中开关器件的开关次数，加快均压排序算法计算速度。

在逆变器应用中，均压控制大多数是基于调制过程实现的。均压控制的关键在于模拟量采样的时效性。上述研究策略能够在一定程度上实现对均压控制的目的，但是也都不可避免的面对采样与控制之间存在几倍于开关周期的延时问题。目前关于均压策略的研究多集中于针对调制算法或均压算法的设计，而对均压算法执行过程中由硬件架构等因素引入的延时或其他形式误差对均压执行效果的影响的研究相对较少。另外，目前国内外对于五电平NPC/H桥逆变器直流侧电容均压策略的研究对象负载电路连接方式多为星形连接，各相并不独立[17-19]。

本文以某型电磁发射系统的独立双三相共母线五电平NPC/H桥逆变器为研究对象，针对其直流侧电容电压不均衡问题，提出一种均压优化控制策略，实现在控制器内部FPGA芯片输出脉冲矢量前进行直流侧电容电压大小关系判断的设计。目的是为了减小控制延时以避免均压调节反向的发生，优化直流侧电容均压效果、抑制电容电压的波动，并通过半实物实时仿真平台对提出的采用FPGA的均压优化控制策略的可行性和有效性进行验证。

1 逆变器拓扑结构与均压控制原理

本文的研究对象为应用于某型电磁发射系统的独立双三相共母线五电平NPC/H桥逆变器。其直流侧采用双三相共直流母线的连接方式，2个逆变单元并联于直流电源正负极两端。直流侧电路主要由一个直流电源和两组直流支撑电容构成。每组支撑电容分为上支撑电容Cup和下支撑电容Cdn，如图1所示。

图1 独立双三相共母线五电平NPC/H桥逆变器拓扑图Fig.1 Topology of independent double three-phase common bus five-level NPC/H bridge inverter

1.1 功率单元拓扑结构

逆变器交流侧由两条能量链组成，每条能量链为一个逆变单元，每个逆变单元包含三组五电平NPC/H桥功率单元。功率单元电路为五电平NPC/H桥拓扑结构，如图2所示。

图2 五电平NPC/H桥逆变电路拓扑结构图Fig.2 Block diagram of five-level NPC/H inverter circuit

逆变器的负载端为独立六相发射电机，每个逆变单元分别为发射电机一套三相绕组负载供电，两套三相绕组之间相位差为30°。每套三相绕组之间相互独立，各相间供电电压和电流、相位差120°。一组功率单元对应为电机的一相独立绕组供电。开关器件绝缘栅双极型晶体管(IGBT)XP/XN和箝位器件功率二极管XPD/XND采用双管并联的模式。在逆变过程中，并联IGBT采用同一驱动信号进行驱动，发挥相同的开关通断功能。因此，可将并联器件等效为一个器件模块。简化的五电平NPC/H桥功率单元拓扑结构，如图3所示。

图3 五电平NPC/H桥功率单元拓扑结构图Fig.3 Block diagram of NPC/H five-level power unit

图中:T为IGBT模块；D为二极管模块；Cup为上支撑电容；Cdn为下支撑电容。P为功率单元正极，N为功率单元负极，O为中点。H桥逆变电路由左、右2个NPC三电平桥臂组成。每个三电平桥臂由4个开关管和2个箝位二极管组成，开关管T1、T2、T3、T4和二极管D1、D2组成左桥臂，桥臂中点为OL；开关管T5、T6、T7、T8和二极管D3、D4组成右桥臂，桥臂中点为OR。桥臂中点OL与OR之间串接负载单相绕组，流过绕组的电流为Ix，x代表双三相逆变器任意一相。设绕组电流由OL流向OR为电流正方向。直流母线电压为UDC，在充电初始状态两个支撑电容电压分别为UDC/2。设功率单元输出的单位电平为E，满足关系：E=UDC/2。

1.2 功率单元均压控制原理

五电平NPC/H桥功率单元可输出五种电平：-2E、-E、0、+E、+2E。其中，“-2E”、“0”和“+2E”这3种电平分别只有唯一输出通路，而“-E”电平和“+E”电平的输出通路分别有两种。如图4、图5和图6所示。

图4 五电平NPC/H桥功率单元单输出通路:“-2E”、“0”和“+2E”电平Fig.4 NPC/H bridge five-level power unit output single channel of “-2E” level,“0” level and “+2E” level

图5 五电平NPC/H桥功率单元双输出通路:“+E”电平Fig.5 NPC/H bridge five-level power unit output double channels of “+E” level

图6中加粗线路为功率单元在不同电平条件下的输出通路，箭头方向表示电流流通方向，虚线IGBT表示其开关状态为“开通”。结合图5和图6可知，当输出“±E”电平时，存在冗余输出通路。冗余输出通路的输出作用相同，但对直流侧电容充放电作用不同。因此，可根据所需输出电平值，结合直流侧电容电压大小关系和绕组电流方向，选择合适的输出通路，令电压值偏大的电容放电或令电压值偏小的电容充电的过程。

设上支撑电容Cup电压值为UCup，下支撑电容Cdn电压值为UCdn。在满足UCup>UCdn条件下，输出“+E”电平时：若Ix>0，则选择输出通路“图5(a)”，对Cup放电；反之，若Ix<0，则选择输出通路“图5(b)”，对Cdn充电。同理，输出“-E”电平时：若Ix>0，则选择输出通路“图6(a)”，对Cdn充电；若Ix<0，选择输出通路“图6(b)”，对Cup放电。可将“+E”和“-E”电平对应的2种开关矢量称为冗余矢量。

图6 五电平NPC/H桥功率单元双输出通路:“-E”电平Fig.6 NPC/H bridge five-level power unit output double channels of “-E” level

2 均压控制延时的影响与优化策略

上述基于冗余输出通路的均压调节策略是通过逆变器中控制器的调制算法和冗余矢量选择算法实现的。计算和选择冗余矢量的依据是每个开关周期起始采样得到的模拟量数值。本文研究对象控制器的调制与控制时序如图7所示。

控制器采用DSP+FPGA的双芯片组合架构，电压脉冲调制策略采用空间矢量调制算法。控制器的控制周期即为逆变器的开关周期。每个控制周期被均分为奇周期和偶周期。如图7所示，从在DSP中进行模拟量采样、均压矢量选择和传输矢量，到FPGA实际执行矢量的过程中平均存在1.5个开关周期的控制延时。

图7 控制器调制时序与控制延时Fig.7 Controller modulation timing and control delay

控制延时在均压调节过程中将导致均压欠调和均压调节反向两种现象的发生。下面分别阐述上述两种现象对直流侧电容均压的影响。

2.1 均压欠调

本系统采用的开关频率为1.25 kHz，电压测试的稳态峰值频率40 Hz。每个开关周期采样一次，一个周期的输出电流平均经历31次采样。均压欠调发生的原因是电流采样时刻与均压矢量输出之间存在延时。本装置某次电压测试实验波形如图8所示。

每个纵向虚线间隔代表一个开关周期。以在一个开关周期内电流过零的某相为例，如图8(c)所示，在T1周期，采集得到I>0，并依据这一采样结果进行了相应均压矢量的选择。但是由于控制延时的存在，当输出矢量实际发挥作用时，其执行周期是在T2周期。而此时，电流已经反向变为I<0，从而导致该相输出通路的均压调节起到了与预期相反的作用。

某一相电流过零，另外两相电流必然不过零。由均压控制延时引起的三相中的过零一相均压调节反向，导致三相均压调节能力被减弱的现象可称为均压欠调。该现象的发生与逆变器开关频率和电流频率的关系有关。由于在一般情况下开关频率远大于电流频率，所以在现有的均压控制策略执行过程中均压欠调是不可避免的。

不过，若某相功率单元的电流在2个开关周期间过零，该相电流相比于另外两相必然是绝对值最小。在图8中T2周期进行均压调节时，2个电流不过零相才是均压调节的主力。过零相的电流最小，对电容的充放电能力最弱。因此，由均压控制延时引起的均压欠调是导致直流侧电容电压波动的次要原因，并非主要原因。

图8 电压测试实验波形Fig.8 Experimental waveform of voltage test

2.2 均压调节反向

均压控制延时除了会导致均压欠调外，相似的问题在电容电压大小关系的判断上也同样存在。而且，此时的判断误差导致的负效果更加明显。本装置某次电压测试实验波形如图9所示。

在T4周期采样的得到电容电压关系：UCup>UCdn，并依据这一采样结果进行了相应均压矢量的选择。但是在T5周期实际执行矢量时，电容电压大小关系已经反向，变为：UCup

综上，由均压控制延时引起的均压调节反向是导致电容电压差值波动加剧、电容电压不均衡度增加的主要原因。因此，基于现有的控制器架构和、冗余输出通路的均压调节策略，对其进行优化设计，避免均压控制延时引发的均压调节反向的发生，从而优化电容均压效果具有一定实际意义。

2.3 采用FPGA的均压优化控制策略

在本控制系统中，每个控制器对应控制逆变器的一套三相逆变单元。在优化前的控制结构中，控制器的模拟量采样、PWM脉冲计算和均压调节控制等功能由DSP芯片完成。FPGA仅作为DSP的扩展串口执行开关矢量输出功能。在实现减小均压控制延时的优化目标时，并不需要获取直流侧电容的实际电压数值，仅需实时准确的获得上、下电容电压大小关系，从而正确判断均压调节方向。因此，在设计基于FPGA的均压优化控制策略时，首先需要在模拟量采样板卡上设计一个直流侧电容电压比较电路，实时采集电容电压大小关系。比较电路的输出信号通过底板与主控制板上FPGA的I/O接口连接，均压比较电路原理图如图10所示。

图10 均压比较电路原理图Fig.10 Schematic diagram of voltage balance comparing circuit

其次，将PWM脉冲计算功能的实现方法进行调整。开关矢量占空比的计算和输出电平的计算两部分功能保留在DSP中实现，将开关矢量选择的功能转移到FPGA中实现。然后，通过DSP将三相电流的方向和PWM输出脉冲的电平值传输给FPGA用于均压矢量选择。最后，结合均压比较信号、电流方向和输出电平值，在FPGA中进行开关矢量选择并输出。优化后的均压控制时序如图11所示。

图11 优化后的均压控制时序图Fig.11 Controller modulation timing and control delay

图11中，在奇、偶周期的起始时刻，FPGA会装载本半周期的开关矢量，根据占空比在相应的时刻输出。为了防止开关矢量切换过程中出现桥臂直通的现象发生，在每半个开关周期的起始位置和终止位置都会布置死区。在本系统中，开关周期为800 μs，死区设置为7 μs。那么，优化后的均压策略选择在半周期开始前的死区进行电压关系判断与均压矢量的选择。均压控制延时被从约1 200 μs减小至7 μs，可以忽略不计，消除均压控制延时导致对电容电压关系判断的错误，从而优化直流侧电容电压的均衡效果。上述内容构成了采用FPGA减小控制延时的均压优化控制策略。

3 实时仿真验证

3.1 半实物实时仿真平台

为了进一步验证上文叙述的基于FPGA减小控制延时的均压优化控制策略的可行性和有效性，搭建了基于某型电磁发射系统架构的半实物实时仿真平台，如图12所示。该平台由三台控制器(一主两底)、实时仿真机、接口板以及上位机组成。

图12 半实物实时仿真平台Fig.12 Semi-physical real-time simulation platform

该平台可对某型电磁发射系统的多种工况进行实时仿真，主要用于对控制器软件算法功能的验证，具备较高的准确性。下面对在同一工况下的实时仿真结果与实验结果进行对比。在电压测试工况下母线电压为2 000 V，测试电压幅值峰值为1 300 V，测试电压频率峰值为40 Hz，采集得到电流峰值为12 000 A左右，电容电压波动幅值为230 V左右。实验平台与实时仿真平台的电流波形与直流侧电压差值波形对比，如图13所示。

图13中，当逆变器负载电流大于9 000 A进入瞬时大电流工况后，直流侧电容电压波动加剧的现象。

图13 仿真波形与实验波形对比Fig.13 Comparison between simulation waveform and experimental waveform

3.2 均压优化控制策略验证

应用上述半实物实时仿真平台对上文提出的基于FPGA减小均压控制延时的均压优化控制策略进行了验证。实时仿真工况保持与上文实验工况相同的电压测试：峰值电压1 300 V，峰值频率40 Hz。采用均压优化控制策略前后，直流侧电容电压波形对比如图14所示。

图14 电容电压波动波形对比Fig.14 Capacitance voltage oscillation waveform comparison

图14中，在采用优化的均压策略后，直流侧电容电压波动的幅值明显降低，由230 V左右降低至100 V左右，降低了56.5%。

直流侧电容电压的差值引起的中点电流Io会产生中点能量损耗Ws，满足关系式

(1)

其中Zo为中点电路等效阻抗。设中电电路等效阻抗为单位阻抗，其对应的中点能量损耗为单位中点能量损耗。那么，从单位能量损耗角度对比分析均压优化效果，如图15所示。

图15 单位中点能量损耗波形对比Fig.15 Unit midpoint energy loss waveform comparison

图15中，在上述电压测试工况下，优化前单位中点能量损耗为6 729 J，优化后单位中点能量损耗为850 J，降低了87.4%。

4 结 论

本文提出的采用FPGA减小控制延时的均压优化控制策略，消除了均压控制延时，抑制了均压控制延时引起的均压调节反向的发生。在典型瞬时大电流、大功率工况下，可将电容电压波动幅值降低了56.5%，单位中点能量损耗降低了87.4%。该优化控制策略可拓展应用于其他领域的独立N相共母线NPC/H桥多电平逆变器的直流侧电容均压控制策略中。