有源中点钳位型三电平逆变器开关器件损耗均衡调制方法

罗 龙， 李耀华， 李子欣， 赵 聪， 张 航

(1. 中国科学院电力电子与电气驱动重点实验室， 中国科学院电工研究所， 北京 100190；2. 中国科学院大学， 北京 100049)

1 引言

三电平有源中点钳位型(Three-Level Active Neutral-Point-Clamped，3L-ANPC)电压源逆变器自2001年被提出[1]，用于克服传统三电平逆变器损耗不均衡的问题。但是，其实现损耗均衡的控制方法，一般要求在线计算开关器件温度进行直接控制，或者实时采集开关器件温度进行反馈控制，实现过程比较复杂[2,3]。

国内外的很多文献都提出了不同的3L-ANPC逆变器内外层开关器件损耗均衡控制方法[4-16]。关于损耗均衡方法，大体可以分为2类：即基于固定零电平状态选择的开环控制方法和基于动态零电平状态选择的结温反馈式闭环控制方法。基于固定零电平状态选择的开环控制方法通过周期性的轮换选择不同的零电平状态，使得逆变器输出零电平时的电流尽可能均衡地流过内外层开关器件，达到内外层开关器件损耗均衡的目的。文献[4]针对逆变器的内外层开关器件，采用不同的调制波，实现对变流器不同零电平状态的主动选择，可以达到开关器件损耗均衡的目的，但是这种方法会导致逆变器在输出零电平和正负电平状态的时候同时动作外管和内管，这对开关器件一致性要求较高，并且不同开关器件使用不同的调制波也增加了系统的复杂度。相比于文献[4]，文献[5]提出在半个工频周期内，逆变器通过切换不同零电平输出状态来实现损耗均衡，这可以进一步简化系统控制，但逆变器输出的零电平状态频繁地切换会增加系统总体损耗。文献[6]将开关器件的损耗建模成调制度和功率因数的分段函数，然后进行开关器件损耗的在线计算，在得到损耗最大的开关器件前提下，再选择合适的零电平输出状态，并且进行SVPWM调制，以达到损耗均衡的目的，但这种方法计算量较大，实际应用时，设计的控制器较为复杂。文献[7]基于器件导通损耗和开关损耗设计了损耗预测模型，使用模型预测控制算法对开关器件损耗进行分配，在代价函数中选择最优的零电平状态进行输出，达到器件损耗均衡的目的，但是并未进行实验验证。

基于动态零电平状态选择的结温反馈式闭环控制方法通过对开关器件的温度进行采集，实时调整逆变器输出的零电平状态，使得逆变器电流在零电平状态下尽可能流过温度较低的器件，达到内外层开关器件损耗均衡的目的。文献[8]分析了3L-ANPC三电平逆变器的8种换流模式，对其损耗分布进行了系统的研究，结合温度反馈，针对不同负载功率因数下，提出了轮换选择两种开关器件损耗均衡的控制策略，但是其将负载功率因数耦合到了一起，增加了系统的复杂程度。文献[9]提出了根据开关器件温度反馈，随着调制度的变化，动态选取两种PWM调制方式的工作比例，以此实现温度平衡控制，这种控制方法虽然可以改善开关器件损耗不均衡程度，但逆变器同样存在工频周期内多个不同零状态之间的频繁切换的问题。文献[10]基于在线结温计算，实时选择合适的换流路径使得发热最为剧烈的开关器件尽量少承受开关损耗；但这种方法需要占用较多的计算资源，计算结果准确度也不高，并增加系统的控制复杂度。文献[11]分析了零电平状态输出时的导通损耗和开关损耗，进行了结温计算，并选择提供最低结温的零电平状态进行输出。文献[12]采用模型预测控制对开关器件损耗进行均衡控制，通过在每个控制周期内对开关器件损耗进行计算，并从四种零电平开关状态中选择最优值输出，由于模型预测控制开关频率不固定，损耗均衡的效果并不是很理想。

除了通过选择逆变器不同零电平状态输出实现开关器件损耗均衡的方法，控制上也可以通过调整每一个开关周期内开关状态的占空比[13]，实现开关器件损耗优化分配，达到开关器件损耗均衡的目的，但同时这也会增加系统的开关频率。也有文献[14,15]将3L-ANPC拓扑做了改进，减小了开关器件损耗的不均衡度，但是增加了系统硬件成本和控制复杂程度。文献[16]研究了3L-ANPC逆变器在不同开关模式和工作条件下，开关器件损耗的分布，并提出了一定程度上减小损耗的控制策略，但是并未对器件之间的损耗均衡进行研究。

针对上述问题，本文提出一种按照工频周期轮换选择零电平开关状态的开关器件损耗均衡调制策略，可使得各个开关管工作频率尽可能保持一致，进一步缓解3L-ANPC三电平逆变器开关损耗不均衡的问题。与第1类损耗均衡方法不同的是，本文提出的方法在逆变器输出零电平状态时，仅需半个工频周期才切换一次不同的零电平输出状态，而减小逆变器在不同零电平输出状态上的切换频率可降低控制系统的复杂度。相比第2类文献中使用的方法，本文提出的方法取消了节温反馈和结温实时计算环节，更有利于简化控制器设计。

本文以单相半桥3L-ANPC逆变器为例，首先介绍了其工作原理和传统PWM调制的方法，进而分析了本文提出的调制策略工作原理、开关器件换流过程以及损耗特性；在PSIM中搭建了单相全桥3L-ANPC逆变器进行仿真验证，仿真结果表明，与传统调制策略相比，逆变器工作在单位功率因数条件下，所提出的调制方法可以减小开关器件损耗不均衡度。

2 3L-ANPC逆变器及其调制方法

2.1 拓扑及开关状态分析

IGBT构成的单相半桥3L-ANPC逆变器电路拓扑如图1所示。符号Sx(x=1,2,3，….，6)代表IGBT，Dx(x=1,2,3，…，6)代表反并联二极管。其中，S1、S4、D1和D4被称为外层器件(简称为“Sout”、“Dout”)，S2、S3、D2和D3被称为内层器件(简称为“Sin”、“Din”)，S5、S6、D5和D6被称为中点钳位器件[2](简称为“Snpc”、“Dnpc”)。

图1 由IGBT构成的单相半桥3L-ANPC逆变器电路拓扑

单相半桥3L-ANPC逆变器存在6种可用的开关状态[3](见表1)。如果电流i经过半桥上半部分流进或者流出上直流母线电容CH的正极，则此时的开关状态被称为P(半桥正状态，uan=Udc/2)。同样的分析，可以得到开关状态N(半桥负状态，uan=-Udc/2)。如果电流i经过半桥上半部分流进或者流出中点n，则此时的开关状态被称为0U(上半桥零状态，uan=0)。有两种不同的上半桥零状态：0U1，0U2。这两种上半桥零状态均需要导通开关器件S2，S5，区别在于是否导通开关器件S4；当单相半桥3L-ANPC逆变器输出开关状态在P和0U1或者P和0U2之间切换时，导通或者关断S4对电流的传导路径并没有影响；但是当单相半桥3L-ANPC逆变器输出开关状态在N和0U1或者N和0U2之间切换时，会影响电压的分布，进而影响器件的开关损耗分布。同理，对单相半桥3L-ANPC逆变器下半桥分析可以得到开关状态0L(下半桥零状态，uan=0)，即0L1和0L2。

表1 单相半桥3L-ANPC开关状态

2.2 传统调制方法

实际应用中，大致有以下三种典型的PWM调制策略。调制策略一采用同向层叠(In-Phase Disposition，IPD)载波调制方式(下文简称为“传统方法1”)，当参考电压Uref>0时，3L-ANPC逆变器的开关状态在P和0U1或者0U2之间切换；当参考电压Uref<0时，3L-ANPC逆变器的开关状态在N和0L1或者0L2之间切换。调制策略二仍采用IPD载波调制方式(下文简称为“传统方法2”)，与调制策略一不同的是，其切换方式的选择有所改变：当参考电压Uref>0时，3L-ANPC逆变器的开关状态在P和0L1之间切换；当参考电压Uref<0时，3L-ANPC逆变器的开关状态在N和0U1两种状态之间切换。调制策略三采用交替反向层叠(Alternative Phase Opposite Disposition，APOD)载波调制方式(下文简称为“传统方法3”)，该方式结合了策略一和策略二的换流方式：当参考电压Uref>0时，3L-ANPC逆变器的开关状态在P和0L1、0U1(0U2)三种状态之间切换；当参考电压Uref<0时，3L-ANPC逆变器的开关状态在N和0U1、0L1(0L2)三种状态之间切换。

3 工频周期轮换调制策略工作原理及其损耗分析

3.1 实现方法

如图2所示是工频周期轮换选择零电平开关状态的开关器件损耗均衡调制策略工作原理，参考电压设为uo=Umsinθ。将调制实现过程分为A～F六个区域，每个区域内，逆变器选择的开关0状态相同，通过加入调制波的相位信息，以T/2为开关0状态轮换周期，采用IPD载波调制策略，使用P ↔ 0U1(0U2)，N ↔ 0L1(0L2)，P↔ 0L1和N↔0U1实现逆变器的开关状态轮换，使得在3T周期内每只开关器件的平均开关频率相等，达到开关器件损耗均衡的目的。其中，0U1/0U2的区别在于是否导通开关器件S4，当逆变器在半桥正状态和上半桥零状态之间(P ↔ 0U1/0U2)切换时，选取两种上半桥零状态中的任意一种对损耗分布并没有影响，为了叙述简洁，本文选择P ↔ 0U2开关状态的切换方式。同理，0L1/0L2开关状态的分析可以得到相同的结论，故本文选择N ↔ 0L2开关状态的切换方式。由于P ↔ 0L2和N↔0U2换流时存在电流路径不确定的区域，故不在本文方法中使用。

图2 工频周期轮换调制策略工作原理

在区域A、E中，选择P ↔ 0U2换流路径，此时S1和S5在每个载波周期内导通和关断，逆变器输出调制波的正半周，S1和S5按照载波频率进行开关动作。

在区域B、D中，选择N ↔ 0L2换流路径，此时S4和S6在每个载波周期内导通和关断，逆变器输出调制波的负半周，S4和S6按照载波频率进行开关动作。

在区域C中，选择P↔ 0L1换流路径，此时S2和S3在每个载波周期内导通和关断，逆变器输出调制波的正半周，S2和S3按照载波频率进行开关动作。

在区域F中，选择N↔ 0U1换流路径，此时S2和S3在每个载波周期内导通和关断，逆变器输出调制波的正半周，此时S4和S6按照载波频率进行开关动作。

由此可以得到开关器件S1～S6的开关动作波形如图3所示，由器件开关动作波形可知，在3T周期内，每个开关器件按照载波频率动作的周期均为T，每只开关器件的平均开关频率相等。

图3 开关器件S1～S6的开关动作波形

3.2 换流过程及损耗分析

3L-ANPC逆变器输出电流在P ↔ 0U2，N ↔ 0L2，P ↔ 0L1和N ↔ 0U1之间换流，决定了各个开关器件之间的损耗分布。所有换流过程均发生在一只开关器件和一只反并联二极管上。尽管有的换流路径存在大于2只开关器件动作的情况，但仅有一只开关器件和一只反并联二极管承受主要的开关损耗。为了简化分析，本文设定逆变器工作在单位功率因数条件下，向电网侧回馈有功功率，即功率因数(Power Factor，PF)PF=1。

当3L-ANPC逆变器工作在A和E区域时，逆变器电流i> 0，电流换流路径发生在P ↔ 0U2之间。如图4(a)和图4(b)所示，当电流换流发生在P → 0U2期间时，首先关断S6，然后关断S1，在一段死区时间之后开通S5，此时电流i从上直流母线电容正极换流至直流母线电容中点，此过程中：开关器件S1产生关断损耗；开关器件S6不经过电流，不产生损耗；开关器件S5不经过电流，不产生损耗；二极管D5产生很小的开通损耗；开关器件S2在换流过程中处于一直导通状态，只有通态损耗。反之，当电流换流发生在0U2 → P期间时，首先关断S5，在一段死区时间之后开通S1，最后开通S6，此时电流i从直流母线电容中点换流至上直流母线电容正极，此过程中：二极管D5产生反向恢复损耗，开关器件S1产生开通损耗，开关器件S2在换流过程中处于一直导通状态，只有通态损耗。

图4 单相半桥3L-ANPC逆变器PF=1时的换流路径， 半桥开关状态

当3L-ANPC逆变器工作在B和D区域时，逆变器电流i< 0，电流换流路径发生在N ↔ 0L2之间。如图4(c)和图4(d)所示，当电流换流在N → 0L2期间时，首先关断S5，然后关断S4，在一段死区时间之后开通S6，此时电流i从下直流母线电容负极换流至直流母线电容中点，此过程中：开关器件S4产生关断损耗，开关器件S5不经过电流，不产生损耗；二极管D6产生很小的开通损耗；开关器件S3在换流过程中处于一直导通状态，只有通态损耗。反之，当电流换流发生在0L2 → N期间时，首先关断S6，在一段死区时间之后开通S4，最后开通S5，此时电流i从直流母线电容中点换流至下直流母线电容负极，此过程中：二极管D6产生反向恢复损耗，开关器件S4产生开通损耗，开关器件S3在换流过程中处于一直导通状态，只有通态损耗。

当3L-ANPC逆变器工作在C区域时，逆变器电流i> 0，电流换流路径发生在P ↔ 0L1之间。如图4(a)和图4(e)所示，当电流换流发生在P → 0L1期间时，首先关断S2，在一段死区时间之后开通S3，此时电流i从上直流母线电容正极换流至直流母线电容中点，此过程中：开关器件S2产生关断损耗；S3产生开通损耗；二极管D3产生较小的开通损耗；开关器件S1和S6一直处于导通状态，仅存在导通损耗。反之，当电流换流发生在0L1 → P期间时，首先关断S3，在一段死区时间之后开通S2，此时电流i从直流母线电容中点换流至上直流母线电容正极，此过程中：二极管D3产生反向恢复损耗，开关器件S2产生开通损耗。

当3L-ANPC逆变器工作在F区域时，逆变器电流i< 0，电流换流路径发生在N ↔ 0U1之间。如图4(c)和图4(f)所示，当电流换流发生在N → 0U1期间时，首先关断S3，在一段死区时间之后开通S2，此时电流i从下直流母线电容负极换流至直流母线电容中点，此过程中：开关器件S3产生关断损耗；二极管D2产生较小的导通损耗；二极管D5产生较小的开通损耗；开关器件S4和S5一直处于导通状态，仅存在导通损耗。反之，当电流换流发生在0U1 → N期间时，首先关断S2，在一段死区时间之后开通S3，此时电流i从直流母线电容中点换流至下直流母线电容负极，此过程中：二极管D2产生反向恢复损耗，开关器件S3产生开通损耗。

实际采用的IGBT模块中，开关器件和反并联二极管一般是集成封装，因此3L-ANPC内层(SinDin)、外层(SoutDout)和中点钳位层(SnpcDnpc)开关器件模块损耗分别可以表示为：

PSjDj=Pcond,Sj+Pcond,Dj+Psw,Sj+Psw,Dj

(1)

式中，j=1，2，5，分别表示3L-ANPC上半桥SoutDout、SinDin和SnpcDnpc的开关器件模块损耗，包含开关器件和二极管的导通损耗Pcond,Sj、Pcond,Di及其开关损耗Psw,Sj、Psw,Di。下半桥SinDin、SoutDout和SnpcDnpc的开关器件模块损耗分布与上半桥开关器件模块损耗分布呈对称关系[17-19]，本文不另行赘述。

由于各个开关器件模块损耗差异将直接导致温升的不均衡，为了量化系统中n个开关器件模块之间的损耗不均衡程度的大小，本文定义不均衡度函数为：

(2)

式中，j为开关器件模块的序号；n为系统中开关器件模块数目。

4 仿真对比分析

为了验证本文所提方法的有效性，在PSIM中使用InfineonVCES=1 700 V、ICnom=1 800 A的半桥IGBT模块搭建单相全桥3L-ANPC逆变器仿真模型，具体仿真参数见表2。

表2 仿真参数

在相同开关频率和逆变器PF=1的条件下，按照式(1)，分别仿真计算当逆变器采用本文提出的轮换方法、传统方法1、传统方法2和传统方法3时，上半桥SoutDout、SinDin和SnpcDnpc开关器件模块(本文取S1D1、S2D2和S5D5)的损耗大小，并通过式(2)求得并比较四种调制策略的开关器件模块损耗不均衡度fun，再进一步分析四种调制方法对逆变器交流电流、逆变器输出电压和开关器件损耗分布的影响。

在四种调制策略下，仿真计算SoutDout、SinDin和SnpcDnpc开关器件模块热损耗数据如表3所示。根据表3中开关器件模块热损耗数据，基于式(2)分别计算四种调制方法的开关器件损耗不均衡度fun如图5所示。由图5可知，单位功率因数逆变条件下，逆变器采用本文方法的开关器件损耗不均衡度为0.5，与其余三种传统调制方法(分别为0.89、1.12、0.49)相比，其不均衡度与传统方法3基本一致，远低于传统方法1和传统方法2。比较图5中本文方法和传统方法的不均衡度，结合表4中的总损耗一栏可知，虽然传统方法3的开关器件损耗不均衡度最接近本文提出的方法，但是在使用相同载波频率的前提下(仿真中四种调制方法均采用2.5 kHz的载波频率)，其开关器件总体损耗是本文提出方法的1.4倍；而当逆变器采用传统方法1、传统方法2和本文方法时，总体损耗基本一致，但其开关器件损耗不均衡度较大。当逆变器采用传统方法3时，逆变器平均开关频率上升会直接导致SoutDout、SinDin和SnpcDnpc开关器件模块总损耗上升。

图6 四种调制模式下流过上半桥SoutDout、SinDin和SnpcDnpc开关器件电流

表3 开关器件模块热损耗数据

图5 四类调制方法下的开关器件损耗不均衡度对比

四种调制策略下，流过上半桥SoutDout、SinDin和SnpcDnpc开关器件的电流如图6所示，其中图6(a)～图6(c)为本文提出的方法，图6(d)～图6(f)为传统方法1，图6(g)～图6(i)为传统方法2和图6(j)～图6(l)为传统方法3。各调制方法的热损耗计算周期为3T(T=20 ms)。

对比本文方法下的上半桥SoutDout、SinDin和SnpcDnpc开关器件电流图6(a)～图6(c)和传统方法1下的图6(d)～图6(f)可知：本文方法通过工频周期轮换零电平开关状态，将第1.5T周期内SoutDout的开关损耗转移到了SinDin开关器件上，自身仅承担导通损耗；而如图6(d)所示，传统方法1中SoutDout在1.5T周期内一直存在开关损耗和导通损耗，其开关器件损耗会远大于SinDin，即图6(e)所示。因此本文方法中损耗分布会比传统方法1更加均衡。对比本文方法与传统方法2，其优势更加明显：如图6(g)和图6(i)为传统方法2下SoutDout和SnpcDnpc电流波形，其在1.5T周期内仅存在导通损耗，而SinDin在3T周期内均存在开关损耗。因此，其SoutDout、SinDin和SnpcDnpc开关器件损耗差异很大，直接导致其不平衡度最大。而采用传统方法四时，在一个载波周期内将占空比分为两段进行调制，如图6(j)～图6(l)，在每次切换时，比较输出不同的零电平，可以实现SoutDout、SinDin和SnpcDnpc损耗均衡，但是也大大增加了开关损耗，进而也增加了整体的损耗。

四种调制策略下，所得到的逆变器交流电流和交流电压仿真结果如图7和图8所示。计算图7中本文方法、传统方法1、传统方法2和传统方法3的交流电流THD分别为4.0%，4.0%，3.9%，8.2%，因此，使用传统方法3调制的逆变器，其输出电流THD最大。从图8(d)所示的传统方法3逆变器输出电压可知，其输出电平数为三电平，等于每个半桥输出的电平数，相比于8(a)～图8(c)三种方法，逆变器输出电压少了两种电平，导致其电流的谐波增大。究其原因，是本文方法和传统方法1和2均采用IPD载波调制，其半桥输出电压为三电平，全桥输出电压为五电平；而采用APOD载波调制方法时半桥和全桥逆变器输出电压均为三电平。

图7 四类调制方法下的逆变器交流侧电流

图8 四类调制方法下的逆变器输出电压

5 结论

本文针对3L-ANPC开关器件损耗不均衡的问题，提出了一种按照工频周期轮换选择零电平开关状态的开关器件损耗均衡调制策略，分析了该方法的损耗均衡调制策略工作原理、开关器件换流过程以及损耗特性。与传统3L-ANPC调制策略相比，本文提出的调制方法实现简单，无需开关器件结温计算和温度闭环控制。

仿真中对比了本文提出方法与三种传统方法的开关器件损耗均衡度大小，结果表明，当单相全桥3L-ANPC逆变器工作在单位功率因数时，逆变器在本文提出的调制方法和传统方法3下的损耗不均衡度基本一致，分别为0.5和0.49，但是逆变器采用传统方法3时的开关器件总损耗是本文提出方法的1.4倍。逆变器采用传统方法1和传统方法2时的开关器件损耗不均衡度最大，分别为0.89和1.12。仿真对比了四种调制策略下单相全桥3L-ANPC逆变器交流输出电压和输出电流，结果表明，逆变器采用本文提出的方法、传统方法1和传统方法2时，输出的电流THD基本一致，而采用传统方法3时，THD相对较差。