基于开路枝节加载SIR 的双频滤波器和滤波天线设计

严 冬,郭保仓,潘帅宇,杜培勋,杭 锐

(重庆邮电大学 自动化学院,重庆 400065)

近些年来无线通信技术发展迅速,现代通信终端朝着小型化、便携化、多功能化方向发展[1]。为满足通信终端的小型化,射频前端的集成化设计显得尤为重要,滤波器和天线作为射频前端最重要的两部分,将二者集成化设计成为研究的重点和热点[2]。

在传统的通信系统中,滤波器和天线通常被单独设计,天线与滤波器级联时,需要附加额外的阻抗匹配网络,这种设计在提高系统整体通信性能方面存在很大的局限性。在专用微带滤波器基础上去设计天线,使滤波器和天线融为一体成为滤波天线,这样天线既具有辐射功能又具有滤波功能。文献[3]利用发夹型谐振器设计了一款三阶带通滤波器,在此基础上打开一个端口,去掉第三阶谐振器,将单极子天线代替第三阶谐振器位置,组合成滤波天线。虽然从仿真测试图可以看出该天线在通带内增益变化平缓,但是该滤波天线没有明显的传输零点,天线带外增益滚降缓慢。在文献[4]中,作者从SIW 腔体滤波器出发,在第二阶谐振器之上放置双缝隙天线,实现天线的耦合辐射。虽然该天线具有良好的滤波功能,但是SIW 腔体滤波器结构制作复杂,采用多层结构,加工难度大,制作成本较高。

本文在传统的λg/2型SIR的基础上,通过在其中心加载开路枝节,研究设计了一款双模谐振器,并采用临近缝隙耦合馈电方法,将谐振器进行耦合,设计出一款双频微带带通滤波器,覆盖2.39～2.55 GHz和5.13～5.36 GHz两个频段,最小插入损耗为0.96 dB和1.16 dB,最小反射系数为-25.8 dB和-18.6 dB。滤波器的最终尺寸为25 mm×23.7 mm。在此基础上,将天线作为滤波器的第三阶谐振器,实现滤波天线的结构设计,覆盖2.39～2.49 GHz和5.11～5.36 GHz两个频段,两个通带内的最大增益分别为3.5 dBi和2.7 dBi,最小反射系数为-14.7 dB 和-18.7 dB。滤波天线的最终尺寸为29.2 mm×28.7 mm。该双频微带滤波器和滤波天线结构简单,加工制作方便,具有良好的增益效果和对外辐射性,在工程设计中具有一定的应用价值。

1 开路枝节加载SIR的结构与谐振特性

如图1所示,在传统λg/2型SIR的基础上,通过中心加载开路枝节的方式,构造了一款新型谐振器。从图1可以看出,开路枝节加载的SIR是一种对称结构,且关于对称面L_L’成左右对称,图中Z1、Z2、Z3为微带线的阻抗;θ1、θ2、θ3为三段微带线的电长度。

图1 开路枝节加载阶梯阻抗谐振器Fig.1 Open stub load step impedance resonator

根据奇偶模的相关理论可知,当开路枝节加载的SIR处在奇模激励条件下,对称面等效于一个电壁[5],可以将其看作是一个短路面,其相应的等效电路图可以简化为图2(a);当开路枝节加载的SIR处在偶模激励条件下,对称面等效于一个磁壁,可以当作是一个开路面,其相应的等效电路图可以简化为图2(b)。

图2 开路枝节加载SIR等效电路图Fig.2 SIR equivalent circuit diagram of open branch loading

为了更好地了解开路枝节加载SIR 的谐振特性,利用奇偶模理论分析两种不同激励模式下其等效电路的阻抗。在奇模等效电路中,输入阻抗Zin-odd为从开路面向右看进去的阻抗,导纳为Yin-odd,数学表达式为:

当Yin-odd=0时,谐振器处于谐振状态,此时式(2)中分子应为0,可以得到:

由式(3)化简得到Z1和Z2的阻抗比RZ1:

从式(4)可以看出谐振器的阻抗比RZ1、电长度θ1、θ2都可对开路枝节加载SIR产生影响。

谐振器在偶模激励作用下时,输入阻抗Zin-even为从左边开路面向右看进去的阻抗,在这里直接给出输入导纳Yin-even的数学表达式:

式中:RZ2为微带传输线Z3和Z2的阻抗比。

当输入导纳Yin-even=0时,谐振器处于谐振状态。此时式(5)中分子应为0,可以得到:

从式(6)可以看出在偶模激励下等效电路的谐振受到电长度θ1、θ2、θ3以及阻抗比RZ1、RZ2的共同影响。

通过对开路枝节加载SIR进行奇偶模理论分析,可以得知中心加载的开路枝节对奇模工作模式下谐振频率无任何影响,只影响偶模工作模式。因此,在设计双频谐振器时,可以先调整各个参数使奇模的工作频率达到理想要求,再调节加载枝节的宽度和长度来改变偶模的工作频率,从而设计出符合要求的双频谐振器。

2 双频微带带通滤波器设计

2.1 双频微带带通滤波器结构设计

本文在滤波器设计过程中选择了混合耦合结构,为了减少设计复杂度,此处取耦合间距值为0,最终得到的谐振器结构如图3所示。图4为临近缝隙耦合馈电结构图,馈线和谐振器通过耦合结构来实现电磁能量的转换进而实现对谐振器的馈电,滤波器的整体性能则主要受到馈线的宽度以及馈线和相邻谐振器之间的缝隙宽度的共同影响。

图3 谐振器耦合结构示意图Fig.3 Schematic diagram of resonator coupling structure

图4 耦合馈电结构示意图Fig.4 Schematic diagram of coupling feed structure

通过上文对谐振器耦合方式和馈电方法的分析,确定了双频微带带通滤波器的基本结构,其基本结构如图5所示,各参数如表1所示。

图5 带通滤波器的结构示意图Fig.5 Structure diagram of band pass filter

表1 带通滤波器尺寸参数Tab.1 Band pass filter size parameters

2.2 双频微带带通滤波器仿真设计

使用HFSS18.0仿真软件对双频微带带通滤波器结构建立三维仿真模型,采用控制变量法分别改变加载枝节W4和L4的值,通过观察S11和S21参数曲线分析枝节长度值和宽度值不同变化对频率的影响。图6是S11和S21随W4变化的曲线图,图7是S11和S21随L4变化的曲线图。

从图7中可以发现,加载的开路枝节对SIR 本身的谐振特性以及谐振器低频段的谐振频率没有较大的影响,只对谐振器高频段的谐振频率产生影响。这一谐振特性很好地说明了该新型谐振器在保留SIR谐振特性的基础上,提高了滤波器设计的自由度,增加了可调节的参数。

图6 S参数随W 4变化曲线图Fig.6 S-parameter variation curves with W 4

图7 S参数随L 4变化曲线图Fig.7 S-parameter variation curves with L 4

馈线与谐振器之间的耦合间隙对馈线和谐振器之间耦合程度起着重要的作用[6]。若耦合间隙值太大,馈线对谐振器的影响作用很小,滤波器的性能达不到设计要求指标;若耦合间隙值太小,馈线对谐振器的耦合强度虽大,但实物加工制作不易,且会因制板厂加工精度问题对滤波器产生较大的影响。图8是不同g和g1下S11参数的曲线图。从图8可以看出,随着g值的增加,缝隙间距变大,滤波器的S11响应总体呈减小趋势,说明耦合强度随距离的增加在减小;g1值较小时,滤波器的带宽相对较宽,滤波器的反射系数较大,滤波性能较差。随着g1值的增加,两个谐振器之间的距离加大,滤波器的反射系数变小,说明滤波器的滤波性能有所改善。

图8 不同间隙对应的S参数曲线图Fig.8 S parameter curve diagram corresponding to different gaps

对以上参数进行仿真优化,最终得到双频滤波器的仿真结果如图9所示。从图9可以得知:双频微带带通滤波器的低通带中心频率为2.45 GHz,截止频率分别为2.35 GHz和2.55 GHz,带宽为200 MHz,即工作频带为2.35～2.55 GHz,3 dB 相对带宽为8.2%,中心频率的最小插入损耗为0.96 dB,最小反射系数为-25.8 dB;高通带的中心频率为5.2 GHz,截止频率分别为5.13 GHz和5.36 GHz,带宽为230 MHz,即工作频带为5.13～5.36 GHz,3 dB相对带宽为4.4%,中心频率的最小插入损耗为1.16 dB,最小反射系数为-18.6 dB。仿真表明,该滤波器的通带覆盖了WLAN的2.4 GHz和5.2 GHz频带,支持双频段工作。

图9 带通滤波器的仿真结果图Fig.9 Simulation result graph of band pass filter

3 双频微带滤波天线设计

3.1 双频微带滤波天线结构设计

本文所设计的双频天线的结构如图10所示,可以看出主要有两个枝节,短枝节工作在5.2 GHz高频段,L1+L2+L3的值决定高频段的谐振频率;长枝节工作在2.4 GHz低频段,L1+L4的值决定低频段的谐振频率。

图10 双频天线结构示意图Fig.10 Schematic diagram of dual-band antenna structure

在上述双频滤波器的基础上,通过打开双频微带带通滤波器的Port2端口,采用缝隙耦合的方式进行双频天线与双频滤波器的综合设计,使天线与滤波器之间形成一个导纳变换器,实现对天线的馈电,天线可以作为滤波器的第三阶谐振器,天线和滤波器共用一个地平面,综合设计得到的滤波天线的结构如图11所示,各项参数如表2所示。

图11 滤波天线的结构示意图Fig.11 Schematic diagram of the filter antenna structure

表2 滤波器天线尺寸参数Tab.2 Filter antenna size parameter

3.2 双频微带滤波天线仿真设计

为更好地了解双频滤波天线的工作情况,使用HFSS18.0软件对双频滤波天线进行仿真,以厚度为1.0 mm,相对介电常数为4.4的介质板作为介质基板,通过对主要的结构参数进行仿真优化,验证理论分析的正确性。图12为双频滤波天线在不同频段工作时表面的电流强弱图。从图12可以看出,滤波天线工作在2.4 GHz时,天线长枝节部分红色较深,电流强度较强,短枝节部分蓝色较深,电流强度较弱;滤波天线工作在5.2 GHz时,天线长枝节部分蓝色较深,电流强度较弱,短枝节部分红色较深,电流强度较强。根据滤波天线表面的电流强弱进一步证明滤波天线工作在两个频段。

图13为双频滤波天线在2.45 GHz和5.2 GHz时的远场仿真方向图。

图12 天线工作在不同频段时的电流强弱图Fig.12 Diagram of the current strength when the antenna works in different frequency bands

图13 双频滤波天线的辐射方向图Fig.13 Radiation pattern of dual-frequency filter antenna

图13(a)为滤波天线在2.45 GHz的E面(X O Y面,Phi=0°)的方向图,图13(b)为2.45 GHz的H 面(X O Z 面,Phi=90°)的方向图。从图中可以看出,E面类似于“8”字形,H面类似于“O”型,滤波天线在H面具有较好的全向辐射特性,不圆度在1.2 dB以内。

图13(c)为滤波天线在5.2 GHz的E 面(X O Y面,Phi=0°)的方向图,图13(d)为5.2 GHz的H 面(X O Z 面,Phi=90°)的方向图。从图中可以看出,双频滤波天线在5.2 GHz频段不具有全向性辐射。

图14为双频滤波天线的增益变化曲线图,从图中可以看到在1.5～7.5 GHz有两个波峰,第一个波峰的中心频率为2.45 GHz,最大增益为3.5 dBi;第二个波峰的中心频率为5.2 GHz,最大增益为2.7 dBi。显示出滤波天线具有良好的辐射能力。

图14 双频滤波天线增益图Fig.14 Gain diagram of dual-frequency filter antenna

综上,该款双频微带滤波天线经过参数优化后最终工作在WLAN 2.4 GHz频段和5.2 GHz频段。滤波天线低频带的中心频率为2.45 GHz,截止频率分别为2.39 GHz和2.49 GHz,带宽为100 MHz,即工作频带为2.39～2.49 GHz,带宽为4.2%,最小反射系数为-14.7 dB,增益为3.5 dBi;高通带的中心频率为5.2 GHz,截止频率分别为5.11 GHz 和5.36 GHz,带宽为250 MHz,即工作频带为5.11～5.36 GHz,带宽为4.8%,最小反射系数为-18.7 dB,增益为2.7 dBi。

4 滤波器与天线实物测试

4.1 双频微带带通滤波器实物测试

为进一步验证上述理论分析推导的正确性,对上述双频微带带通滤波器按照仿真尺寸进行实物加工制作,其实物如图15所示。

使用型号为Agilent E5071C的矢量网络分析仪进行实际测试,测试环境在微波暗室中进行。主要测试滤波器的S11参数和S21参数,测试结果与图9仿真结果对比如图16所示。

图15 滤波器实物图Fig.15 Filter physical map

图16 滤波器实测与仿真S参数曲线对比图Fig.16 Comparison of the measured and simulated S-parameter curves of the filter

分析图16可以得到:双频微带带通滤波器实际测量得到的低频和高频的中心频率分别为2.47 GHz和5.22 GHz,低通带和高通带的频带范围分别为160 MHz和230 MHz,3 dB相对带宽为6.5%和4.4%,插入损耗为0.98 dB和1.26 dB,两个通带内的最小反射系数为-27.8 dB和-19.6 dB。实测滤波器S 参数曲线图与仿真结果一致,虽存在一定误差,但实测结果显示该滤波器完全覆盖两个目标频段,误差属于可接受范围。

4.2 双频微带滤波天线实物测试

图17为双频微带滤波天线实物图。使用矢量网络分析仪在微波暗室对滤波天线实物进行反射系数测试,将实测S参数曲线与仿真S 参数曲线进行对比,得到对比曲线如图18所示。从图18可以看出,该双频滤波天线在高低两个通带内反射系数都小于-10 dB,最小值分别为-16.5 dB和-19.2 dB,比仿真值分别小了1.8 dB和0.5 dB。实测结果表明该双频滤波天线具有良好的滤波特性。进一步对双频滤波天线的最大增益进行测试,得到滤波天线实测与仿真增益的对比曲线如图19所示。

图17 双频微带滤波天线实物图Fig.17 Picture of dual-frequency microstrip filter antenna

图18 滤波天线实测与仿真S参数曲线对比图Fig.18 Comparison of measured and simulated S-parameter curres of filtering antenna

图19 滤波天线实测与仿真增益曲线对比图Fig.19 Comparison of the measured and simulated gain curves of the filter antenna

从图19可以看出,实测双频滤波天线在低频段的最大增益为3.62 dBi,比仿真最大增益3.5 dBi大了0.12 dBi,在高频段的最大增益为2.59 dBi,比仿真最大增益(2.7 dBi)小了0.11 dBi,实测曲线与仿真曲线虽存在误差,但误差较小,实测结果显示该双频滤波天线具有较好的增益。

表3为该滤波天线与其他文献[7-10]滤波天线的性能参数对比。从表3可以看出,本文设计的天线在最大增益和尺寸方面结果较为突出。滤波天线在实现天线辐射功能的同时也具备了滤波特性,选择性强,方向性良好,增益比较高,具有一定的工程应用价值。

表3 双频滤波天线性能参数对比Tab.3 Comparison of performance parameters of dual-frequency filter antennas

5 结论

本文在传统的λg/2型SIR的基础上,通过在谐振器中心加载开路枝节,采用临近缝隙耦合馈电方法,设计出双频微带带通滤波器,覆盖了2.39～2.55 GHz和5.13～5.36 GHz两个频段,最小插入损耗为0.96 dB和1.16 dB,最小反射系数为-25.8 dB和-18.6 dB。滤波器的最终尺寸为25 mm×23.7 mm。将滤波器与双频天线进行耦合,将天线作为滤波器的第三阶谐振器,形成滤波天线,覆盖2.39～2.49 GHz和5.11～5.36 GHz两个频段,两个通带内的最大增益分别为3.5 dBi和2.7 dBi,通带内的最小反射系数为-14.7 dB和-18.7 dB。滤波天线的最终尺寸为29.2 mm×28.7 mm。实测表明,该双频滤波天线在具有天线辐射功能的同时还具有滤波作用,具有一定的工程应用价值。