一种多模式变频宽输出LLC变换器

何圣仲，代东雷，周柬成

(西南交通大学 磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室 电气工程学院，成都 611756)

0 引 言

LLC谐振变换器由于高效率和高功率密度的特点，越来越受到相关领域研究者的关注。LLC谐振变换器是一种三元件谐振电路拓扑，结构简单，可以实现原边开关管零电压开通(zero voltage switching,ZVS)和副边二级管零电流关断(zero current switching,ZCS)，在轻载条件下具有良好的电压调节能力，有利于减少电磁干扰[1-3]。目前，对LLC谐振变换器的研究，主要集中于参数设计、拓扑结构和控制方法及其应用背景上[4-8]。

在新能源应用领域，往往需要开关变换器具有宽电压增益范围，因此，LLC谐振变换器也受到相关研究者的青睐。以新能源汽车充电装置为例，它需要LLC谐振变换器具有较宽的输出电压范围，以匹配动力电池组的电压[9]。为了扩大开关变换器的输出电压范围，研究人员给出了各种各样的解决方案[10-19]。文献[10-12]采用混合控制策略，可将输出电压调节为标称输出电压的0～1.5倍。尽管所提出的控制方案在很宽的范围内控制输出电压，但是，实现起来很困难。文献[13]通过电路设计优化LLC变换器，使其实现宽输出电压。但是，一旦开关频率远离谐振回路的谐振频率，由于存在与励磁电感相关的大循环电流，变换器的效率会随之降低。文献[14]基于四倍压整流器设计了一种脉宽调制LLC变换器，可以降低循环电流和导通损耗，但谐振电流的不对称影响软开关的实现。文献[15-16]通过控制双向开关的导通与关断，使电路工作于不同的模式，获得了宽输出电压范围。但谐振腔或变压器结构较为复杂。文献[17-18]将副边无源整流器改进为半有源整流器，半有源整流器结构的改变决定了电路工作模式的改变。但是半有源整流器带来了额外的开关损耗。文献[19]在不同电路模式将改进的原边五开关桥配置为不同的结构，同样实现了宽输出电压范围。但是原边开关桥和谐振腔结构复杂。

为了在实现宽输出电压范围的同时使电路具有良好的性能，本文在文献[14]的基础上进行改进，提出了一种多模式变频(multi-mode variable frequency,MMVF)宽输出LLC变换器(MMVF-LLC)，结合变频控制，可以实现50～430 V的输出电压范围，同时具有较窄的开关频率范围。首先介绍了变换器的拓扑结构，然后详细分析了其工作原理和控制策略，并对直流增益、参数设计和副边电压应力等电路特性进行分析，最后在理论分析的基础上制作了实验样机，实验结果验证了理论分析的正确性。

MMVF-LLC变换器如图1所示，原边谐振网络为全桥结构，副边整流网络为两级倍压结构。S5和S6为双向开关，当S5和S6处于不同开关状态时，变换器将处于不同的工作模式。当S5和S6均截止时，副边电路工作于单倍压整流器(voltage-single rectifier，VSR)模式；当S5导通、S6截止时，副边电路工作于二倍压整流器(voltage-doubler rectifier，VDR)模式；当S5和S6均导通时，副边电路工作于四倍压整流器(voltage-quadrupler rectifier，VQR)模式。通过控制S5和S6的导通与截止，可以控制电路工作于不同的模式，结合变频控制，变换器可以得到较宽范围的输出电压。另外，在同一工作模式下，副边双向开关S5和S6工作在恒定导通或恒定截止状态，相应的开关损耗可以被忽略。

图1 MMVF-LLC变换器Fig.1 MMVF-LLC converter

MMVF-LLC变换器采用变频变模式控制，通过调节副边两个双向开关的导通与关断，可以分别使电路工作在VSR模式、VDR模式和VQR模式。为了确保原边开关管S1-S4实现ZVS开通，S1,4和S2,3的导通时间之间设置有死区时间tdead。通过合理地设计电路参数，可以使整个工作频率范围均小于谐振频率fr，这样可以同时保证原边开关管实现ZVS开通和副边二极管实现ZCS关断，即在整个工作范围内原边开关管和副边二极管都工作在软开关状态，使变换器具有较高的效率。

当副边双向开关S5和S6保持截止，MMVF-LLC变换器工作于VSR模式，图2为VSR模式的正、负半周电路。在正半周，原边S1和S4导通，谐振腔电压为+Vin。副边D2、D3、D5和D6导通，两个电容桥臂(C1和C2、C3和C4)通过D5和D6并联，副边电路等效于普通桥式整流器。在负半周，原边S2和S3导通，谐振腔电压为-Vin。副边D1、D4、D5和D6导通，两个电容桥臂(C1和C2、C3和C4)仍通过D5和D6并联，副边电路同样等效于普通桥式整流器。由电路工作特点可知，此时输出电压为单倍压。

图2 VSR模式Fig.2 VSR mode

当副边双向开关S5导通、S6截止，MMVF-LLC变换器工作于VDR模式，图3为VDR模式的正、负半周电路。在正半周，原边S1和S4导通，谐振腔电压为+Vin。副边D3、D5和D6导通，两个电容桥臂(C1和C2、C3和C4)通过D5和D6并联，副边电路等效于二倍压整流器。在负半周，原边S2和S3导通，谐振腔电压为-Vin。副边D4、D5和D6导通，两个电容桥臂(C1和C2、C3和C4)仍通过D5和D6并联，副边电路同样等效于二倍压整流器。由电路工作特点可知，此时输出电压为二倍压。

图3 VDR模式Fig.3 VDR mode

当副边双向开关S5和S6保持导通，MMVF-LLC变换器工作于VQR模式，图4为VQR模式的正、负半周电路。在正半周，原边S1和S4导通，谐振腔电压为+Vin。副边D3和D6导通，电容桥臂C1和C2起到电压泵升作用，副边电路等效于四倍压整流器。在负半周，原边S2和S3导通，谐振腔电压为-Vin。副边D4和D5导通，电容桥臂C1和C2起到电压泵升作用，副边电路同样等效于四倍压整流器。由电路工作特点可知，此时输出电压为四倍压。

图4 VQR模式Fig.4 VQR mode

3.1 直流增益

用于分析LLC变换器的方法有很多，其中最为简单实用的是基波近似(fundamental harmonic approximation，FHA)方法。在谐振点处，谐振腔的输入和输出电压都是方波，输入和输出电流都是正弦波。

根据工作原理，MMVF-LLC变换器可以工作在VSR、VDR和VQR三种工作模式，下面通过数学推导得到三种工作模式下的直流增益。

1)LLC电路的交流等效电路如图5所示，Vp1和Ip1分别为变压器原边电压和电流基波有效值，Vab1为逆变网络输出电压基波有效值，Rac为副边电阻等效到原边的交流等效电阻。

图5 交流等效电路Fig.5 AC equivalent circuit

当MMVF-LLC变换器工作于VSR模式时，变压器原边电压在正负半周分别为nVo和-nVo，电流为正弦波形且有效值为输出电流Io，则

(1)

(2)

由式(1)和式(2)可得

(3)

逆变网络输出电压在正负半周分别为Vin和-Vin，则

(4)

根据式(1)～式(4)可得

(5)

由式(5)看出，当fn=1时，GVSR=1，这和工作原理分析一致。

2)同理可得VDR模式的交流等效电阻Rac和直流增益GVDR，分别为

(6)

(7)

由式(7)可以看出，当fn=1时，GVDR=2，这和工作原理分析一致。

3)同理可得VQR模式的交流等效电阻Rac和直流增益GVQR，分别为

(8)

(9)

由式(9)可以看出，当fn=1时，GVQR=4，这也与工作原理分析一致。

3.2 参数设计

设电路开关频率fs范围为fmin～fmax，令fmax=fr，电路在整个工作过程中可以分别实现原边开关管和副边二极管的ZVS开通和ZCS关断，这有利于提升电路效率。

根据宽输出应用的特点，电路主要参数为：输入电压Vin=400 V，输出电压范围Vo=50～430 V，最大输出电流Iomax=3 A，谐振频率fr=100 kHz，fmin=65 kHz。

具体参数设计过程如下：

1)VSR模式谐振点处的电压Vomin=50 V，则变压器匝比为n=Vin/Vomin。

2)根据fmin选取合适的k和Q，使得某种电路模式的增益曲线满足其增益要求。

3)计算特征阻抗Zr：

其中x表示式(3)、式(6)和式(8)中的系数，由步骤2)中的电路模式决定。计算出Zr后要验证其他电路模式的增益曲线是否满足增益要求。多种电路模式中会有一种模式有更严格的增益要求，本文VQR模式满足增益要求时，VSR模式和VDR模式也能满足增益要求。

4)计算谐振参数：

事实上，当LLC变换器工作于感性区域时，ZVS软开关是易于实现的。感性区域失去软开关时有两种情况：

1)k值过大。此时fr与fm相差过大，导致在死区时间内电流变化很快，出现在死区时间tdead内电流过零的情况。选取合适的k值，可以避免这种情况。

2)谐振电流过小。此时谐振电流的值不足以满足在死区时间内给寄生电容完成充放电的要求，在栅极信号到来时，漏源极电压仍未降到零。为了避免此种情况，Lm应满足

根据上述参数设计过程，可得到如表1所示的电路参数。

表1 电路参数Table 1 Circuit parameter

3.3 副边电压应力

文献[20]介绍了一种副边电压应力最小化的LLC谐振变换器拓扑，如图6所示。该拓扑副边二极管的电压应力以及副边电容的电压应力均为输出电压的一半。本文所提出的MMVF-LLC变换器副边结构与其类似，因此也具有副边电压应力较小的优点，这对宽输出电压范围是十分有意义的。

图6 副边电压应力最小化拓扑Fig.6 Topology with minimized secondary voltage stress

根据工作原理可知，当MMVF-LLC变换器工作在VSR模式时，VC1+VC2=Vo，VC3+VC4=Vo，此时副边电路等效于传统的桥式整流器，可得VC1=VC2=VC3=VC4=Vo/2，另外两种模式，电容和二极管的电压应力分析类似。

MMVF-LLC变换器副边二极管以及副边电容的电压应力如表2所示。从表中可以看出，相比传统拓扑结构，副边电路元件应力得到改善。新的电路拓扑结构降低了副边二极管和副边电容的电压应力，仅为输出电压的一半。

表2 副边电压应力Table 2 Secondary voltage stress

根据表1所示的电路参数，MMVF-LLC变换器的增益曲线如图7所示。

图7 MMVF控制增益曲线Fig.7 Gain curves of MMVF control

从图7中可以看出，在频率变化过程中，通过控制副边开关管S5和S6的导通和截止，使电路在三种工作模式之间切换。定义GVSR,max、GVDR,max分别为VSR模式、VDR模式在工作频率范围内的最高增益，GVDR,min、GVQR,min分别为VDR模式、VQR模式在工作频率范围内的最低增益，则只要GVDR,min≤GVSR,max，GVQR,min≤GVDR,max，三种模式之间的电压增益就是连续的，即电路在工作过程中可以实现模式切换。

具体控制策略如图8所示。控制电路逻辑分为两部分：第一部分为输出电压vo和输出电压参考值Vref的差值经过PI补偿器得到所需要的频率，然后根据频率得出原边开关管S1～S4的控制脉冲；第二部分为输出电压vo和三种模式切换的两个电压阈值Vth1=100 V、Vth2=200 V比较，从而确定副边开关管S5和S6的导通和截止情况。因此，电路通过采用多模式变频控制可以得到宽范围的输出电压。

图8 控制电路逻辑Fig.8 Logic of control circuit

由于电路存在多种工作模式，所以需要对不同模式间的切换过程进行设计。文献[15-16,21]提出不同的多模式变频控制LLC变换器，均涉及到不同模式间的切换过程。实现平滑切换过程的一般方法是通过在模式切换中加入过渡过程，从而避免了过大的输出电压变化。

参考文献[21]提出的切换方法，使开关频率fs逐渐过渡到切换后的目标频率，并能保持输出电压的稳定，即能实现不同工作模式的平滑切换。

在模式切换过程中，原边开关先被关闭一段短时间，以确保在新的开关周期开始之前谐振电流归零。然后，开关频率将从原来的低频跳到高于谐振频率的位置，以避免浪涌电流的产生，最后使开关频率变为稳态频率。上述切换方法在保证电压波动较小的同时实现了不同模式间的切换，即实现了不同电路模式间的平滑切换。

根据上述理论分析过程，选择如表1所示的实验参数。具体器件选型如表3所示。

表3 器件型号Table 3 Device model

开关频率变化范围为65～100 kHz，电路谐振频率为100 kHz。VSR模式的电压范围为50～100 V，VDR模式的电压范围为100～200 V，VQR模式的电压范围为200～430 V。阈值电压分别为Vth1=100 V，Vth2=200 V。由于最大开关频率为谐振频率，电路可以分别实现原边开关管的ZVS开通和副边二极管的ZCS关断。电路仿真分析和实验结果如图12～图17所示。

图9为VSR模式Vo=50 V、Io=3 A时的实验波形。此时电路输出功率为150 W，电路处于轻载状态，所以谐振电流iLr不是完全的正弦波形。从实验波形可以看出，原边开关管实现ZVS开通，副边二极管实现ZCS关断。

图9 VSR模式实验波形(50 V,3 A)Fig.9 Experimental waveforms of VSR mode(50 V,3 A)

图10为VSR模式Vo=100 V、Io=3 A时的实验波形。同样地，实验波形具有良好的软开关状态。

图10 VSR模式实验波形(100 V,3 A)Fig.10 Experimental waveforms of VSR mode(100 V,3 A)

图11为VDR模式Vo=100 V、Io=3 A时的实验波形。此时电路输出功率为300 W，谐振电流iLr基本为正弦波形。电路软开关状态良好。

图11 VDR模式实验波形(100 V,3 A)Fig.11 Experimental waveforms of VDR mode(100 V,3 A)

图12为VDR模式Vo=200 V、Io=3 A时的实验波形。实验波形具有良好的软开关状态。

图12 VDR模式实验波形(200 V,3 A)Fig.12 Experimental waveforms of VDR mode(200 V,3 A)

图13为VQR模式Vo=200 V、Io=3 A时的实验波形。此时电路输出功率为600 W，谐振电流iLr为完全的正弦波形。电路软开关状态良好。

图13 VQR模式实验波形(200 V,3 A)Fig.13 Experimental waveforms of VQR mode(200 V,3 A)

图14为VQR模式Vo=430 V、Io=3 A时的实验波形。实验波形具有良好的软开关状态。

图14 VQR模式实验波形(430 V,3 A)Fig.14 Experimental waveforms of VQR mode(430 V,3 A)

从VSR模式到VDR模式的切换过程如图15所示。可以看出，前述切换方法在保证电压波动较小的同时实现了不同模式间的切换，即实现了不同电路模式间的平滑切换。

图15 从VSR到VDR模式的切换波形Fig.15 Transition waveforms from modes VSR to VDR

图16为Io=3 A时的电路效率曲线，峰值效率93.6%。可以看出，所提出的变换器可以在保证较高效率的同时实现50V～430V的宽输出电压范围。

图16 效率曲线(Io =3 A)Fig.16 Efficiency curves(Io=3 A)

本文对传统LLC谐振变换器进行改进，提出了一种多模式变频宽输出LLC变换器。MMVF-LLC变换器采用基于多种电路模式的变频控制，可以在较窄的开关频率范围内得到较宽的输出电压范围，有利于磁性元件的优化设计。相比传统的LLC变换器，MMVF-LLC变换器除了具有ZVS和ZCS软开关的特点，还优化了副边整流器的元件电压应力。

在分析工作原理的基础上，对直流增益、参数设计、模式切换等进行了详细分析，并给出了充分的实验验证。MMVF-LLC变换器在保证较高效率的同时实现了宽输出电压范围，适用于新能源领域，具有较好的应用价值。