CES中不同绕制拓扑松耦合旋转励磁变压器性能及分析

王旭东，于勇，2，闫美存，刘金凤

(1.哈尔滨理工大学 电气与电子工程学院，哈尔滨 150080；2.中车青岛四方机车车辆股份有限公司 国家级技术中心，山东 青岛 266000)

0 引 言

在混合动力汽车飞速发展的同时，同步电机传统励磁中滑环电刷接触所带来不可避免的劣势。提出一种新型的励磁系统，实现了无任何电气接触的励磁方式。非接触式历次系统(contactless excitation system，CES)所采用的特殊变压器称为松耦合旋转励磁变压器，CES以高频电源为支撑，感应耦合电能传输系统(inductive coupled power transfer，ICPT)为基础。与ICPT系统相对静止的变压器情况不同，松耦合旋转励磁变压器高转速，机械性能要求严格，控制复杂，器件占用体积小等成为核心问题[1-3]。另一方面CES不带有滑环接触，电刷结构，电缆接触以及插头接触，提高了该励磁系统的鲁棒性和安全性。松耦合旋转励磁变压器电能传输的性能优劣是CES得以实现的核心问题，它的良好运行是整个系统的必要前提和运行保障[4-8]。文献[9]针对ICPT系统的变压器进行磁路模型的优化设计，分析绕组绕制不同方式对整体性能带来的影响。文献[10]分析不同方式下的磁路模型并给出相应的实验数据，文献[11]介绍针对非接触式能量传输系统所采用的S/SP型补偿策略的优势，同时给出电压增益和T型等效电路。传统的ICPT系统中的变压器都是相对静止的能量传输系统。新西兰奥克兰大学的学者J. T.Boys等专家主要研究ICPT的高功率传输以及将变压器设计成旋转的形式，应用于机器人手臂回旋方式，内部变压器转速只有大概50 r/min，本文设计的CES中松耦合旋转励磁变压器，转速将达到1 000 r/min以上。英国爱丁堡大学针对不同拓扑进行深入的模型转换研究，同时针模型之间的转换进行了详尽的运算推导和准确的模型转换。同时SeungWoo K等学者针对静止无线充电理论和性能作出实验验证[12-15]。

本文在2D仿真模块下，分析不同工作气隙时毗连型绕制拓扑和嵌套型绕制拓扑磁力线的分布情况，得到二者励磁线闭合的优劣程度和最优工作气隙。在3D仿真模块下，分析相同条件下，毗连型绕制拓扑和嵌套型绕制拓扑磁场建立情况和磁感应强度参数。综合各项仿真结果确定毗连型为在高速旋转的励磁情况下，是应用于CES的最优绕制拓扑。结合串联谐振补偿策略，在最优工作气隙，发电机额定转速的条件下进行毗连型和嵌套型的松耦合旋转励磁变压器传输性能的对比实验，同时得到相应的效率参数。所进行的实验结果验证了仿真所确定毗连型绕制拓扑的正确性以及CES采用毗连型绕制拓扑的可行性，针对CES最优变压器绕制方式毗连型绕制方式进行对应励磁实验，得到较为满意和合理的励磁结果。对进一步完善非接触励磁这一全新概念和关键技术起到至关重要的作用，对同步电机励磁提出了一种新的思路[16-19]。

1.1 CES高频开关电源

非接触励磁系统是在感应耦合电能传输系统基础上设计的。相对于传统的ICPT系统最大的特点就是松耦合旋转励磁变压器的原、副边分别是相对静止以及在高速旋转的不同情况下同时工作的。这也就带来一系列不同于常规的设计方式和变压器特性问题。非接触励磁系统整体框图如图1所示。

图1 非接触励磁系统整体框图Fig.1 Contactless excitation system

本文设计的非接触励磁系统由DC-AC变换器、松耦合旋转励磁变压器、AC-DC变换器和励磁绕组组成。逆变器通过高频PWM信号控制的开关管将供电电源输入的直流电变换为高频交流电，将其加载到松耦合旋转励磁变压器的初级线圈上。该变压器的次级感应出高频电压，经过整流滤波后供给励磁绕组。变压器的次级绕组和铁心与电机的转子同轴排列，由于采用松耦合旋转励磁变压器，次级铁心随着转子转动时，磁路几乎不受任何影响，完全杜绝了滑环和电刷的反复磨损所带来的缺陷。该励磁变压器可以取代传统励磁系统的集电环和电刷等装置，实现真正意义的无刷励磁。

1.2 松耦合旋转励磁变压器装配

松耦合旋转励磁变压器次级铁心、整流器、电机转子铁心和励磁绕组同轴排列。另一部分安装在电机定子上，控制器部分和逆变器部分放置在定子壳体空腔内，共用直流母线排列于定子壳体内表面，变压器初级铁心固定在电机定子端部，并与次级铁心相对。初、次级铁心之间间隙设计范围为1～3 mm，非接触励磁系统装配图如图2所示，装配剖面图如图3所示。

图2 CES装配图Fig.2 CES assembly drawing

图3 装配剖面图Fig.3 Profile of assembly drawing

A-A方向是沿着电机转轴方向的剖面图，松耦合旋转励磁变压器初级铁心与电机定子端部固定，而次级铁心和整流电路固定在转轴上。B-B和C-C方向是垂直于电机转轴方向在不同位置的剖面图，沿B-B方向可以清晰看到次级变压器内部结构。C-C方向可以看到整流电路板的结构，整流器的功能是完成交流变换成直流的过程，为了避免该整流电路固定在转轴一侧引起偏心，需要将电路设计成圆形对称结构，平均放置器件，电路板中心掏空，可以令转子转轴通过。

设计了毗连型和嵌套型两种绕制拓扑，两种拓扑采用相同的磁罐铁氧体作为磁导通路径和相同规格的利兹线。磁罐的旋转不能影响横截面磁性区域和磁路径长度，同时要求上、下磁罐的磁特性和电特性要保持一致。针对磁罐本身的结构，毗连型绕制拓扑具有更优秀的机械稳定性、更简单的绕制方式、更低的加工成本和加工难度。嵌套型绕制拓扑则具有更大的磁路耦合面积。两种绕制拓扑均属于松耦合拓扑，磁化电感主要取决于气隙长度和绕组横截面积，漏感取决于绕组相对位置。而漏感本身会削弱松耦合旋转励磁变压器整体的传输性能，带来原边电压下降，同时也带来副边电压的下降，就降低松耦合旋转励磁变压器的传输性能。当存在较弱的传输性能时，也就带来较差的品质因数和较弱的励磁功率。

2.1 毗连型拓扑模型

从绕制拓扑的物理布局得到准确磁阻模型和电气模型。毗连型绕制拓扑模型如图4所示。毗连型绕制拓扑的物理模型结构如图4(a)所示。整个原、副边绕组都密集绕制于磁罐内，其中黑色部分代表气隙部分，原、副边绕组部分分别绕制在上下两个“匚”字形起到绝缘作用的尼龙骨架中。由于分别固定在两块“匚”型骨架中，其稳定性较好。为了增大磁化电感必要的使得黑色气隙部分在满足机械性能良好的前提下尽量地减小，绕组相对横截面积要尽量大，这样所带来的磁化电感值也就随之增加。同时要求绕组紧密的绕制于磁罐内中心柱上，用以减少漏感值。由物理模型可以得出磁通路径图示如图4(b)所示，磁罐路径磁阻用Rc表示，气隙路径磁阻用Rair表示，线圈磁阻用Rlk1和Rlk2表示。等效电路如图4(c)所示。

根据公式：

(1)

依据对偶法可以推导出等效电路模型，如图4(c)所示。对偶物理量为电阻和磁阻，电流和磁通量。

图4 毗连型绕制拓扑模型Fig.4 Adjacent topology model

2.2 嵌套型拓扑模型

嵌套型磁阻模型如图5所示。嵌套型的物理模型结构如图5(a)所示，同样的黑色部分代表气隙部分，整个绕组部分绕制在其绝缘作用的“匚”字形尼龙骨架中，绕组纵向存在耦合磁路。由于原、副边均绕制在一个“匚”型骨架内，因此固定的绕线相稳定性差、加工难度大。由于嵌套型绕组绕制方式决定了只能有原边绕组贴紧磁罐的中心磁柱绕制，而另一部分则在机械性能允许的情况下尽量靠近中心磁柱。由物理模型可以得出磁通路径图示如5(b)所示，磁罐路径磁阻用R1到R8表示，气隙路径磁阻用Rair1和Rair2表示，线圈磁阻用Rlk、Ri1和Ri1表示。等效电路如图5(c)所示。

图5 嵌套型绕制拓扑模型Fig.5 Coaxial topology model

2.3 系统建模

根据法拉第电磁感应定律，两种绕制拓扑，原边匝数可以定义为

(2)

(3)

针对不同的绕制拓扑得到磁化电感为

(4)

式(4)中lc和lair表示主磁路长度和气隙长度；Ac和Aair表示绕组横截面积和气隙横截面积。由于相对高速旋转的工作情况，气隙所带来的影响显著，其中Rair远大于Rc。式(4)可以变形为

(5)

同样，可以得到漏感

(6)

式中：llk等效磁路长度；Alk等效横截面积，μrlk磁导率。

线圈的有效磁阻是决定CES变压器的参数，而磁阻本身又受到集肤效应和邻近效应的影响。根据以上分析，由式(2)到式(6)，变压器的磁阻可以由下列公式推得：

(7)

(8)

(9)

(10)

式中：lMLT为1匝的长度；rSt为绕线数；deff为有效绕线厚度；p绕线层数。根据整个CES的特性，等效电路如图6所示。其中变压器本身等效为自感、互感模型和一个变比固定的理想变压器来进行分析。

图6 CES等效电路Fig.6 Equivalent circuit

其中电感：

(11)

其中：

(12)

当u2(t)和i2(t)同相位，输出端可以视为纯电阻负载。

(13)

由图5知：

Zγ=Res+jX2。

(14)

阻抗和电抗为：

(15)

Zα=jX1+Zβ,

(16)

(17)

(18)

Xm=ωsM。

(19)

其中ωs是逆变器工作频率，对于CES电压传递函数定义为：

(20)

根据式(13)～式(19)，Gv可以表达成

(21)

Gv是定义在谐振频率状态下的参量，此时的漏感值相对较高。谐振频率ω0=2πf0可以得到：

(22)

根据式(16)、式(17)和式(21)得到：

(23)

(24)

(25)

根据公式(22)，在原、副边均采用串联谐振补偿策略可以得到：

(26)

(27)

当采用串联-串联双边谐振补偿策略时，原、副边补偿电容依据上面公式计算可以得到理论上最高的效率。

3.1 2D仿真结果及分析

根据毗连型和嵌套型两种绕制拓扑，分别建立Ansoft 2D模型。驱动频率f=100 kHz，变压器二次侧转速为1 000 r/min。在不同工作气隙下仿真进行，得到磁力线仿真图如图7所示。

根据磁力线仿真图7(a)和图7(b)可以看出对于毗连型绕制拓扑，当工作气隙为1 mm毗连型可以建立良好的闭合磁力线，可以达到3.5×10-5Wb/m。当工作气隙为3 mm磁力线发散程度较高，仅能达到1.8×10-5Wb/m，很大一部分磁力线通过气隙闭合，必然导致松耦合旋转励磁变压器整体传输性能的降低。通过图7(c)和图7(d)可以得到同样的结论，针对嵌套型绕制拓扑，在1 mm磁力线闭合程度较好，成为松耦合旋转励磁变压器传输性能的前提，通过3 mm磁力线分布作为对比，在满足高速旋转的机械性能前提下，可以得到无论哪种拓扑结构1 mm为最优工作气隙。

对比图7(a)和图7(c)毗连型绕制拓扑和嵌套型绕制拓扑的1 mm最优工作气隙磁力线对比可知，在其他参数都一致的情况下，毗连型拓扑A值最大值为3.49×10-5Wb/m，嵌套型拓扑A值最大值为3.29×10-5Wb/m。得到毗连型绕制拓扑优于嵌套型绕制拓扑。

图7 毗连型绕制拓扑和嵌套型绕制拓扑磁力线仿真图Fig.7 Adjacent type and coaxial type topology model graphs of magnetic force simulation diagram

3.2 3D仿真结果及分析

分别建立毗连型和嵌套型的Ansoft 3D仿真模型，如图8所示。图8(a)为毗连型3D仿真模型，图8(b)为嵌套型3D仿真模型。其中毗连型3D拓扑仿真模型深色部分是原副边绕组，半透明部分是磁罐。嵌套型3D仿真模块深色部分是副边绕组，浅色部分是磁罐和原边绕组。毗连型和嵌套型剖分图如图图9所示。3D仿真参数如表1所示。

表1 3D仿真参数Table 1 3D parameters of simulation

图8 毗连型和嵌套型3D仿真模型Fig.8 Adjacent type and coaxial type topology 3D model

图9 嵌套型3D仿真剖分图Fig.9 Coaxial topology 3D trisurf model

通过仿真可得到任意时刻的仿真图，选取1×10-5s,2×10-5s,0.000 5 s和0.001 s时刻毗连型绕组仿真图如图10所示。0.000 5 s和0.001 s时刻嵌套型绕组仿真图如图11所示。由图10(a)和10(b)可知，针对毗连型拓扑在1×10-5s和2×10-5s时刻所建立的磁感应强度相对较弱，最大值分别只有6.196×10-4T和1.174×10-3T。其中2×10-5s的磁感应强度所达到的数量级和稳定磁感应强度相一致。当仿真时间达到0.005 s和0.01 s时刻其磁感应强度由图可知，最大值分别为4.883×10-3T和6.779×10-3T。由以上4组数据可知0.001 s时刻的磁感应强度基本趋于稳定。

图10 毗连型绕组仿真磁感应强度值标量图Fig.10 Adjacent topology simulation scalaron the magnetic induction intensity

由图11(a)和11(b)可知在0.000 5 s和0.001 s时刻嵌套型绕制拓扑的磁感应强度的最大值分别为8.883×10-4T和1.770×10-3T。对比两组数据可知其在0.001 s磁感应强度基本可以达到稳定。针对相对稳定的磁感应强度，时刻0.000 5 s和 0.001 s,分别对比该的毗连型绕制方式和嵌套型绕制方式的磁感应强度平均值，可知在0.000 5 s时刻，毗连型磁感应强度平均值为2.445×10-3T远大于嵌套型磁感应强度的平均值4.974×10-4T。在 0.001 s时刻，毗连型磁感应强度的平均值为3.393×10-3T，远大于嵌套型磁感应强度的平均值8.861×10-4T。

图11 嵌套型线圈仿真磁感应强度值标量图Fig.11 Coaxial topology simulation scalaron the magnetic induction intensity

通过以上数据的分析可知，在相同1 mm最优工作区间工作的情况下，结合机械性能的优劣，以及毗连型拓扑结构所建立磁场优于嵌套型拓扑结构所建立的磁场的特点，得到CES中毗连型绕制拓扑为最优绕制拓扑。

结合上述关于Ansoft的仿真分析，毗连型为松耦合旋转励磁变压器最优绕制拓扑的结论，组装一台试验发电样机，针对毗连型和嵌套型拓扑绕制方式进行对比试验测试。LM5035驱动功率器件，工作频率f=100 kHz。通过原边提供励磁能量，松耦合旋转励磁变压器将能量从与定子测连接的变压器原边耦合到与转子侧连接的变压器副边，带动改装电机的松耦合旋转励磁变压器副边的励磁部分做高速旋转。改装电机内部去掉了转子励磁绕组电刷和滑环部分，励磁接线由电机内部引出与变压器副边连接，采用松耦合旋转励磁变压器完全代替电刷的电接触，真正意义上做到了无刷结构。

选择工作气隙1～3 mm，原边输入电压约为12 V，副边通过变压器得到的电压约为12 V。励磁绕组的内阻R=5 Ω的情况下给出毗连型变压器和嵌套型变压器原、副边电压波形以及原边电流波形，波形如图12所示。其中原边电压up表示,副边电压用us表示。说明在最优工作气隙条件下，毗连型和嵌套型均可以带来了良好的传输性能。对比图12(a)和12(b)可以看出嵌套型的电压波形成类似于圆弧形状，这对于副边整流侧电压稳定带来的负面的影响，而图12(a)中的毗连型电压稳定性高于后者。

图12 原边电压、副边电压和原边电流波形Fig.12 Primary side, the secondary side voltage waveform and the primary side current waveform

针对CES中的松耦合旋转励磁变压器所带来低耦合系数问题，必要的加入补偿策略才能得到更为良好的传输性能。分别在二者效率最优处，相同的磁罐标准条件下，均引入串联谐振策略，在不同补偿电容的条件下得到了毗连型和嵌套型的效率参数。如表2。

表2 毗连型和嵌套型效率参数对比Table 2 Efficiency parameters comparison between the adjacent type and coaxial type

从表中可以看到在引入谐振补偿策略后两种拓扑传输效率均较高。嵌套型呈现似于正太分布形态，电子器件误差范围内均可得到较好的传输效率。嵌套型拓扑最高效率只比毗连型高1.38%，但其效率分布呈现双峰形态，且随着补偿电容值的改变变化较大，稳定较差，不利于CES的稳定性。毗连型是适用于这CES较为合理准确的绕制方式。

在相同的气隙条件下，毗连型绕制方式的窗口截面积远大于嵌套型绕制方式。励磁功率为低功率情况下，二者性能优劣差异很小。而实际输出的励磁功率要求达更高时，由于绕制方式和加工难度因素导致毗连型绕制拓扑显著优于嵌套型绕制拓扑。

通过上述仿真和实验的对比，得到毗连型绕制方式是针对CES的最为合理准确的拓扑。针对相对合理的毗连型绕制拓扑,测得励磁电压和原边电流波形如图13所示。在引入串联谐振补偿策略之后，原边电流呈现标准正弦波，说明整个系统二端口网络可以看成纯阻性。同时励磁电压12 V，达到了理想的励磁状态。发电机通过励磁之后输出的相电压波形如图14所示。

图13 原边电流和转子励磁波形Fig.13 Primary side current waveformand the rotor excitation voltage waveform

图14 定子相电压波形Fig.14 Stator phase voltage waveform

从图中可以得到相电压幅值约为450 V的标准正弦，合理准确的实现了非接触式励磁系统的发电状态的功能。验证了所设计松耦合旋转励磁变压器的准确性和该文所设计CES的可行性。

本文针对传统的同步电机励磁，设计一种新型的励磁方式称为非接触式励磁系统。在设计基础上，重点分析在CES中松耦合旋转励磁变压器不同绕制拓扑所建立的磁场优劣以及其传输性能带来的影响，仿真和实验结果表明：

1)松耦合旋转励磁变压器，在毗连型绕制拓扑和嵌套型绕制拓扑在不同工作气隙的Ansoft 2D模型,通过磁力线闭合程度和气隙之间的关系仿真中，得出毗连型绕制拓扑磁力线闭合程度优于嵌套型所建立的磁场。松耦合旋转励磁变压器无论在什么绕制拓扑时，最优工作区间均为1 mm。

2)Ansoft3D仿真，得到在最优工作气隙1 mm从磁感应强度和磁场建立时间等参数对比中得到毗连型绕制拓扑所建立的磁场优于嵌套型所建立的磁场。针对CES本身，毗连型绕制拓扑为最优绕制拓扑方式。

3)测试样机针对毗连型绕制拓扑和嵌套型绕制拓扑进行对比试验，给出了相应的性能参数和效率参数。依据该文从二者的机、电、磁等几方面的详细对笔，性能参数的稳定性和效率的最高值差异结合机械加工难度，验证了设计和仿真所得到的毗连型绕制拓扑为应用于CES中的最优拓扑的结论。

4)测试样机发电机结果验证了在毗连型绕制拓扑结合串联补偿策略时，进一步验证了所设计松耦合旋转励磁变压器的最佳工作气隙为1 mm和绕制拓扑方式。通过测得的励磁参数和发电状态下的相电压可知在高速旋转的情况下变压器有着良好的传输性能和CES的良好实现。验证了本文设计的CSE这一新的励磁方式的可行性和准确性，对同步电机励磁提供了一种新的思路。