K 波段毫米波成像系统接收机前端设计与测试*

杨保华 邹华杰顾卫杰 程志华

(1.常州机电职业技术学院信息工程学院，江苏 常州 213164；2.江苏省物联网与制造业信息化工程技术研究中心，江苏 常州 213164；3.天津理工大学电气电子工程学院，天津 300384)

综合孔径辐射计(synthetic aperture imaging radar，SAIR)是一种传感器，它能够接收物体在相应波频段自发的电磁辐射[1-2]。与实孔径辐射计相比，SAIR 采用干涉测量技术将小孔径阵列综合为大口径天线并形成多波束进行成像，能够大幅提高辐射计的成像速度，满足对人体隐匿物快速检测领域的应用要求[3]。SAIR 的产生，为解决微波辐射成像系统的空间分辨率瓶颈提供了有效的技术手段，但这是以提高系统的复杂度为代价换取的。SAIR 的性能不仅取决于每个接收通道的性能参数，还取决于各接收通道之间的一致性[4-5]。因此，对于通道数量较多，系统复杂度较高的SAIR 前端系统必然有着较高性能的要求。

针对上述问题，研究K 波段SAIR 接收机前端的结构、参数和性能等问题，主要包括以下几个方面。

首先，研究各模块基本性能参数与SAIR 性能指标之间的定量关系；其次，通过SAIR 前端毫米波单元的设计，给出射频前端电路一种多芯片级(Multi-Chip Module，MCM)设计方法，包括波导对极鳍线低噪声放大器(LNA)、全等宽圆端平行线耦合滤波器设计方法，H 面电感膜片波导带通滤波器(H-phase band-pass filter，H-P BPF)的精确设计方法等；最后，给出射频前端电路的测试结果，验证了前端毫米波单元的设计方法。

1 总体设计

SAIR 接收机二次变频超外差结构如图1 所示，分别由毫米波前端单元即毫米波接收机单元、本振(local oscillator，LO)倍频链路及中频接收机单元组成。

图1 前端链路图设计

1.1 毫米波前端单元整体设计

毫米波前端链路的主要指标包括增益、噪声系数、镜像抑制、群延时误差等。

1.1.1 增益

对于SAIR，接收机输出的信号通常直接进行A/D 转换为数字信号后送交数字处理机进行相关运算，因此，设计接收机的增益大小时主要考虑两点:一是保证接收机的最小天线温度，放大后的功率要大于A/D 转换器的最小可检测功率；二是保证接收机的输出信号最大功率小于A/D 转换器量程所限制的输入功率[6]，即接收机的增益取决于天线接收到的射频信号输入功率和ADC 的动态范围，可以表达为:

在一般情况下可以把输入信号功率写为

式中:KB＝1.38×10-23J/K 为玻尔兹曼常数；Tsys为系统噪声温度；TR为接收机噪声温度；B为接收机的等效带宽。根据相应系统分析可将系统总增益设为84 dB，对于毫米波前端链路的增益G1为45 dB，中频接收机G2增益为40 dB，假设NF为3.8 dB，在400 MHz 带宽时其增益可写为式(2)，如图2 所示。

图2 毫米波前端单元的链路图

当G1＝44 dB 时，G2＝40 dB。考虑到一定的灵活性将毫米波前端单元增益定为(45±1) dB。

1.1.2 噪声系数

接收机整机的噪声系数主要由毫米波前端单元的噪声系数确定，一般接收机噪声系数小于4 dB，考虑到天线的驻波和波导到微带的转换损耗(以1 dB 估算)，一次变频单元的噪声系数应小于3.5 dB。由图1 可知，

1.1.3 镜像抑制

毫米波前端单元的通带信号为25～27 GHz，镜像信号为21～23 GHz。根据镜像抑制大于30 dB 的要求，一次变频单元的镜像抑制设计大于30 dB。

1.1.4 群延时

毫米波前端单元的群延时误差由微带线的长度误差，放大器、混频器的群延时误差导致。微带线的长度误差可以控制在几个mil(1 mil＝0.025 4 mm)的范围内，其群延时误差小于1 ps；芯片的群延时误差较难估计，以每个芯片10 ps 估算，毫米波前端单元信号接收通道有5 个芯片，其群延时误差估计为50 ps。因此，将毫米波前端单元的群延时误差设为不超过100 ps。根据以上分析，毫米波前端单元指标如表1所示。前端模块总体结构设计如图3 所示，射频波导输入端在横截面的一面，后接腔体镜像滤波器，倍频和中频电路、中频输出、本振输入、供电端口均在横截面的另一面。

表1 毫米波单元指标

图3 毫米波单元总体结构示意图

1.2 变频链路设计

具有低相噪和适当功率的接收机本振信号采用倍频器实现，由于倍频器是非线性器件，不可避免地会导致谐波的产生。尤其是当多级倍频器级联时，谐波会导致系统噪声系数的恶化、寄生信号的形成及干扰有效信号的传输，最终造成系统整体性能的下降。一个理想的混频器就是最简单的倍频器，通过将两个输入信号相乘得到其频率和与差的输出信号[7-8]，其表达式如下

其幅度和相位起伏及噪声谱密度可写为(5)和(6)

实际倍频器的输出可写为式(7)

通过式(8)得出输出信号的噪声谱密度，其相噪恶化为20lgn，n为倍频因子。

在K 波段干涉式综合孔径辐射计系统中前端LO 部分采用的是倍频器级联的方式实现毫米波本振信号。第一级滤波器为6 GHz 滤波器，功率为(6±1)dBm，通过此滤波器后实现对2 GHz 谐波信号的大于50 dB 的抑制；接下来是通过第一倍频器实现对6 GHz 信号到12 GHz 的主动2 倍频器；然后是具有上边带高抑制修正的平行线耦合滤波器实现对6 GHz、12 GHz 和18 GHz 的抑制；下面一级是实现对12 GHz 到24 GHz 的主动2 倍频器；第三级滤波器采用半圆端口全等宽平行线耦合滤波器进行滤波；最后驱动混频器实现信号下变频。详细驱动参数如图4 和表2 所示。

图4 本振输入链路

表2 倍频链路各电路单元参数

为了评估整个倍频链路的谐波，通过ADS 软件建立数据模型进行仿真如图5 所示。所有滤波器使用去嵌入S参数文件建立，倍频器参数由芯片说明得到。谐波仿真结果如图6 所示，可以发现对12 GHz、18 GHz、36 GHz、42 GHz 的谐波抑制大于120 dB，对30 GHz、54 GHz、60 GHz 处的谐波抑制大于60 dB，对6 GHz、48 GHz 处的谐波抑制大于40 dB，均大于表1中镜像抑制30 dB 的要求。

图5 本振链路谐波仿真

图6 本振链路谐波仿真结果

2 关键电路部件设计

在毫米波SAIR 系统中，毫米波前端电路都是由被动元件和主动元件组成。理论上各种无源器件均可由微带线制作，但目前毫米波波导无源器件还是占据很大部分。随着微带线在毫米波集成电路中的广泛应用，前端电路通常采用波导、共面波导、微带线及鳍线共同组成。在K 波段SAIR 前端系统中采用了鳍线结构及微带-微带(金线)结构来实现第一级LNA 及其电路结构转换，镜像抑制则采用了第二级的H 面电感膜片波导滤波器，如图2 所示。

2.1 结构转换——鳍线结构

在SAIR 系统中第一级低噪放对整个接收机噪声起到决定性作用，因此将其设计成一个独立单元，其信号输入输出电路采用了鳍线结构来实现结构转换[9]。鳍线结构是一种主要用于毫米波混合集成电路的准平面结构，可以保证只有准TE10 模在鳍线中的传播。

鳍线渐变的方式有指数线、抛物线和余弦平方线，其中应用最为广泛的为余弦平方线。K 波段前端系统中，第一级低噪放作为独立单元与前面天线及波导连接，就采用了余弦平方线来设计鳍线转换结构。其设计公式为

式中:z为传输线纵向坐标；h为波导高度；l是过渡段部分的长度；b是50 Ω 微带传输线宽度。其中l取值一般为1.5λ0。

2.1.1 仿真设计

仿真采用余弦平方线K 波段的背靠背鳍线结构，如图7 所示。分别采用标准矩形波导BJ260 和BJ320，介质基板采用罗杰斯5880(相对介电常数为2.2，厚度为0.254 mm)。仿真过程中可以通过改变50 Ω 微带传输线宽度b及过渡段部分l的长度使工作频率为中心频率。

仿真结果分别如图7 和图8 所示，K 波段辐射计所使用的中心频率为26 GHz，其仿真结果S11为-35 dB，S21为-0.09 dB。S11代表端口2 匹配时，端口1 的反射系数，S21代表端口2 匹配时，端口1 到端口2 的正向传输系数。

图7 背靠背鳍线结构仿真图

图8 K 波段背靠背鳍线仿真结果

2.1.2 实测结果

对于裸片，通常需要金线实现裸片和微带的连接，金线本身带来的电感会造成芯片输入输出匹配的恶化，因此需要对使用金线连接的裸片进行匹配。前端电路第一级低噪放使用的是裸片，必须采用金线实现输入输出连接，通常使用直径为10 mil 金线，其金线电感可设为LB。为了对引入的电感进行匹配，降低噪声系数，引入T 型低通结构匹配电路网络实现对金线电感的匹配，仿真金线模型示意图如图9 所示，T 型匹配仿真模型如图10 所示。

图9 金线电路仿真模型

图10 T 型低通网络结构

针对一定微组装工艺仿真模型，建立完整的匹配电路设计流程，该模型可以进行适当扩展而得到S参数文件，满足较宽频段范围的不同芯片的匹配设计，其仿真结果对比如图11、图12 所示。从中可以发现，ADS 与HFSS 两种软件模型仿真结果趋势一致。通过图10 获得了金线模型的S参数并用于裸片的匹配。嵌入S参数文件即可获得整个LNA模块的仿真频率响应。

实际装配电路如图11 所示。其仿真及实测如图12 所示，仿真及测试S11均在-15 dB(34 GHz)左右，S22均在-10 dB 以下，S21趋势基本一致。验证了金线模型及匹配设计的正确性。

图11 LNA 鳍线结构

图12 装配LNA 鳍线仿真及测试

2.2 镜像抑制滤波器

为了提高前端电路的集成度，获得较高的灵敏度，要求滤波器具有较高的带外镜像抑制。基于一种带有倒角的H-P BPF 的精确设计方法实现的K波段滤波器，具有较新的加工工艺，设计简单、一致性高、易加工安装的优点[10]。其顶视图及有倒角的3D 视图分别如图13(a)、13(b)所示，1/2 实物图及装配完毕实物图如图14(a)、14(b)所示。

图13 H-P BPF 的顶视图及有倒角的3D 视图

图14 H-P BPF 照片

倒角引入的附加电感合并到并联电感两侧，两侧各引入等效电长度为φ/2。因此实际谐振腔的电长度可写为

使用修正后的直接耦合腔体公式(10)实现H-P BPF 的精确设计。设计5 阶切比雪夫H-P BPF，中心频率为26 GHz，使用修正后的所得修正参数均有所增长，表明其谐振频率有低频频移。

加工使用的基板为TC600，相对介电常数为6.2，厚度10 mil，实测两BPF 的3 dB 带宽(bandwidth，BW)分别为0.65 GHz 及0.77 GHz，通带均为0.5 GHz，带内波纹及插损均小于0.5 dB，带外镜像抑制实测大于60 dB，所有参数均满足设计要求。使用TRL校准，可以在安装过程中通过调节t1～t3实现调谐如图15，其频率响应见图16，由此可得其仿真与测试及测试样品之间有较好的一致性。

图15 BPF 安装及调谐图

图16 26 GHz H-P BPF 仿真及测试结果

2.3 倍频链路滤波器设计

前端系统设计的PCB 平行线耦合滤波器，针对蚀刻结果造成的蚀刻圆角，为了实现加工后的电路与蚀刻后的电路版图形状吻合，提出了圆角化的设计方案，即对平行线耦合滤波器的开路端采用圆角设计方案替代传统的长度补偿方案；为了避免相邻平行线宽度不同导致的不连续性，将各阶长度和宽度非常接近的平行线设置为相同长度和宽度，提高滤波器频率响应的一致性，其设计版图如图17 所示，频偏经验公式为式(11)。通过直通、反射及传输线的(Through-Reflect-Line，TRL)校准方式，实测获得了12 GHz 及26 GHz 滤波器去嵌入效应后的频率响应[11]，滤波器带内插损3 dB，带内波动小于1 dB，带宽3.8 GHz，测量结果与仿真吻合。

图17 全等宽等长平行线耦合滤波器各阶平行线开路端圆角化后的版图

式中:λg表示波导波长；La及f0分别表示未圆角化设计时的半波长谐振微带线长度和中心频率；θ表示滤波器谐振器腔的电长度。

根据式(11)，设计了两种切比雪夫滤波器，中心频率分别为12 GHz、26 GHz，相对带宽分别为11.8%、15.8%，装配图如图18 所示。平行线耦合滤波器对金属腔体宽度及高度较敏感，其高度、宽度设为8 mm 和3.5 mm，使腔体的波导截止频率小于38 GHz。腔体两端使用K 头连接。边缘耦合滤波器对金属腔体的两边宽度和高度都很敏感，为了确保腔体对通过测量相应K 头和校准线(TRL)在该腔体中频率响应，并在最后的滤波器的频率响应中去除，得到滤波器本身的准确频率响应，此方法被称为去嵌入效应过程。图18、图19 分别为上述两种滤波器样品及测量曲线，其数量分别为2、3。从图中可以发现这两种滤波器测量结果与仿真结果吻合很好，并且同一种样品之间的一致性也很好。

图18 全等宽等长圆角平行线耦合滤波器照片

图19 中心频率12 GHz BPF 样品测试

图20 中心频率26 GHz BPF 样品测试

3 前端系统的实现与测试

综上所述，在SAIR 设计中采用两种新的滤波器设计方法实现镜像滤波器及本振带通滤波器的选频特性；在金线-裸片连接、鳍线波导-微带转换实现第一LNA 设计；最后各模块连接组成SAIR 接收机。如图21、图22 所示，前端毫米波电路由3 个部分组成，分别是低噪放单元、滤波器及倍频与混频单元构成。其中低噪放单元及滤波器均已讨论。

图21 前端毫米波电路

图22 倍频与混频单元及其背面中频输出电路

整体毫米波电路及倍频单元测量结果如图23所示。表明实现了对26 GHz 信号的40 dB 增益和对22 GHz 处大于60 dB 的抑制，实现30 dB 抑制的指标；二次变频单元的实测40 dB 的增益，如图24所示，一次变频微波单元及二次中频单元整体实现了表1 中系统的整体性能设计。

图24 48 通道中频电路测试结果

3.1 接收机电路实现

前端电路背面中频输出频率响应如图23 所示，实现40 dB 的增益。

图23 毫米波前端电路测试结果

3.2 噪声系数测试

噪声系数的测量值如表3 所示，两者吻合得很好。

表3 噪声系数理论值及测量值

3.3 相关系数测试

为了验证前端的性能成像应用接收器，建立了相关系数的初步测试装置。这个设置包括匹配的噪声源，变量衰减器，可变移相器，两个装配式毫米波前端接收机，IF-IQ(同相正交)接收机以及DSP 单元。系统级测试设置如图28(a)所示。移相器调节相关系数，功分器将噪声信号馈送给两路接收机，中频IQ 解调2 GHz 输出信号到200 MHz IQ 基带信号，最后DSP 单元采样基带信号，并进行相关系数的计算。

理想情况下，当移相器改变相位时，复相关系数的实部虚部在笛卡尔坐标系中应该是余弦曲线，对应于复平面上的一个圆。图25(a)测试结果接近余弦曲线，图25(b)接近圆形，说明了测量结果接近理想值。测试曲线之间的差距及圆是不完美的，是由于移相器只能调到280°及移相器在不同相位角下的损耗引起的。

图25 整体接收机相关系数测试

3.4 接收机一致性测试

在没有接数字处理机前测试整体接收机的群延时，测试结果如图26 所示，4 路接收机群延时在±40 ps 以内。当形成阵列并与数字机相连后通道间相位差的测试结果如图27(a)所示，各通道同相相位误差在200 MHz 带宽内为-4°～4.2°，经过与综合孔径微波成像辐射计(Microwave Imaging Radiometer with Aperture Synthesis，MIRAS)相同的噪声注入的校准方法可以达到系统要求；各通道间同步误差经消除时钟抖动后如图27(b)所示，96 个通道间同步误差均不超过±125 ps，符合表1 中群延时指标±100 ps 的要求。

图26 接收机群延时测试

图27 接收机阵列测试结果

为了进一步测试通道间不一致性，通过延时法对所有接收机通道进行测量，其测量结果如图28 所示。从图28(b)图中可以看出，接收机导致的条纹洗涤项，群延时在±300 ps 以内，其所导致的相关效率下降小于1%。对可视度、不确定度的影响可以忽略[12]。

图28 接收机通道条纹洗涤项的测试

4 结论

通过设计一种用于综合孔径成像系统接收机的方法，给出了接收机各项指标及二次变频超外差接收机结构；其次，通过模块化设计出一个用于SAIR的成像系统的毫米波接收机，其中一次变频毫米波单元包括具有鳍线结构的低噪放单元及其匹配结构、具有倒角结构的图像抑制滤波器H-P BPF、倍频链路中的全等宽具有圆角结构的谐波抑制滤波器、倍频链路等多芯片模块；最后，给出了各单元电路及整体前端接收机的测试数据。结果表明:具有一定结构改进的H-P BPF 及全等宽圆角滤波器及MCM设计，实现了多通道接收机的多项技术要求，包括镜像抑制、谐波抑制、增益、噪声系数、各通道间一致性、接收机群延时、各通道同相相位误差、48 个通道间同步误差、相关系数和条纹洗涤项。