一种高频变压器多级式拓扑的微型逆变器设计

沈孟锋, 羊荣金, 张学良，陈敏捷， 何剑敏

(杭州科技职业技术学院浙江省模具协同创新中心，浙江杭州311402)

目前我国分布式光伏发电系统安装比例为装机总量的1/5，但其灵活、方便、适应性强的特性使其越来越多地应用于万千百姓家中。微型逆变器是光伏发电系统进行电能转换的核心部件，虽然其成本在整个系统中所占比例较低，但其性能却直接影响用户负载的使用寿命，是将来光伏发电系统的重要研究方向[1]。

微型逆变器的电路拓扑主要分为绝缘与非绝缘两大类。非绝缘型较前者效率高、成本低，但在使用过程中容易产生安全性问题[2]。绝缘型变压器中工频单级拓扑方式环节少，结构单一，具有较好的转换效率和雷击浪涌抗扰度，但其体积大、造价高限制了其应用范围。高频多级式拓扑方式弥补了工频单级拓扑的诸多缺点，但因增加了中间环节而降低了转换效率和抗干扰性，因此需采用滤波、屏蔽等方式进行改进[3]。因而国内外学者在高频多级式拓扑的研究已有很多见解[4]。KEYHANI H 等[5]在光伏并网发电中采用高频多级式拓扑，介于其AC-AC 变频器的复杂性，因此该方案缺乏实用性。张晓锋等[6]采用解耦思想的过调制策略，将逆变器中尤其是前级推挽逆变电路中的开关管电流应力降低，从而使开关管的开通损耗降低，但该方法同时也产生了其他损耗。AGANZA-TORRES A 等[7]与文献[6]一样电路拓扑前级采用了推挽式逆变器，但其后级则采用了半波式AC-AC 变频器。与全桥式相比少使用了4 个开关管，但其变压器需要增加1倍的副边匝数和中心轴头。TRUBITSYN A 等[8]采用全桥逆变器和半波式AC-AC 变频器相结合的方式，利用变压器原边的LC 串联谐振电路并采用脉冲频率调制(PFM)方式，实现了开关管的零电压开通。KRISHNASWAMI H[9]在文献[8]的基础上，将后级也采用了全桥式电路，同时使用移相调制解决了脉冲频率调制所带来的输出电流谐波频谱宽、滤波困难等问题。NAYANASIRI D R 等[10]设计一种原边采用全桥逆变器和串联LC 谐振电路，副边采用半桥式AC-AC 变频电路的高频拓扑电路，从而减少了开关管的数量。

本文前级采用了基于SG3525 的推挽式逆变器，后级采用全桥逆变电路，其中逆变控制技术采用的是SPWM 波脉冲调制技术，其控制系统由AT89S52 单片机实现。同时采用了HER508 整流二级管构建全桥整流电路，采用二阶LC 滤波电路对输出电流进行滤波。实验数据表明：该系统输出波形为正弦波，具有基波量大、谐波量小、逆变效率高的特点。

1 系统整体设计

本系统采用高频变压器多级式拓扑绝缘方式, 逆变形式为：直流-交流-直流-交流。12 V 的蓄电池直流电通过推挽升压得到高压的方波交流电，再通过全桥整流滤波得到320 V左右的直流电，最后通过全桥逆变滤波得到220 V/50 Hz 的正弦波交流电。整体的方案流程如图1 所示。

图1 系统整体设计流程图

2 硬件电路设计

本系统硬件电路共分为充电控制模块、推挽升压模块、高压整流模块、全桥逆变模块和交流滤波模块,具体见图2。

图2 硬件电路设计框图

2.1 充电控制模块

该模块采用12 V 锂电池组来存储电能，使用具有太阳电池最大功率点跟踪功能(MPPT)的多类型电池充电管理集成芯片CN3722 来实现太阳能充电控制功能。该芯片具有恒流和恒压两种充电模式，能进行过充保护和低功率充电。同时在该电路中设置了包括输入低电压锁存，电池温度监测，电池端过压保护和充电状态指示等功能。

该模块还设计了防反接保护电路和输入欠压保护电路。防反接保护电路利用了MOS 管的开关特性控制电路的导通和断开，进而对锂电池组输入进行反接保护。输入欠压保护电路主要用于在锂电池组电压小于10 V 时，自动切断输入。其原理是采用LM393 电压比较器设计一个电压比较电路，将推挽升压模块中SG3525 芯片的基准电压与锂电池组电压在分压后进行比较来控制SG3525 的PWM 输出情况，进而起到欠压保护的作用。

2.2 推挽升压模块

系统采用12 V 的锂电池作为储能装置和供电装置，是属于低电压大电流输入的方式升压，因此采用高频推挽式升压电路，使用SG3525 芯片作为升压驱动芯片。SG3525 是一种单片集成PWM 控制芯片，输出驱动为推拉输出形式，内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路和PWM 锁存器，有过流保护功能。

SG3525 芯片的1 脚是反馈控制引脚，为了使前级升压输出稳定，设计了一个稳压反馈电路，采用直接共地同电源的方式，直接将反馈信号给了SG3525 的1 脚。同时在输出端增加保险丝，以防短路。

对于推挽升压主电路，本设计采用了4 只IRF3205 功率管，同时采用EE42 为磁心的高频变压器，变压器的匝数比为2∶2∶62。其工作过程：12 V 电源输出的直流电压经滤波电容滤波后得到稳定平滑的直流电压加到由IRF3205 构成的半桥逆变电路，在SG3525 芯片输出的频率为53 kHz 的PWM 驱动脉冲的控制下，4 只IRF3205 轮流导通。如此反复,再经变压器EE42 升压输出高压方波交流电。

2.3 高压整流模块

高频变压器EE42 两端输出的是高压方波交流电，需要整流输出320 V 左右的高压直流电。本设计中前级升压的高压整流滤波电路采用了HER508 整流二级管构建全桥整流电路，其中滤波电容采用了高压滤波电解电容330µF/450 V。

2.4 全桥逆变模块

本设计逆变的控制方式采用了SPWM 波脉冲调制。SPWM 波是由AT89S52 单片机实现产生。由于输出侧逆变电路采用了4 片TLP250 驱动IGBT 管组成的全桥逆变电路，如果桥臂上、下两个开关器件同时导通，将会引起直流侧电源的短路而损坏器件。因此为保护电路，由单片机输出的SPWM 信号必须要通过死区控制电路才能送到逆变桥控制电路[14]。

逆变驱动电路主要用于SPWM 波对IGBT 管的驱动，设计采用TLP250 光耦驱动。使用光耦驱动能实现对单片机的保护，防止IGBT 管高压端对单片机冲击造成损坏，起到高低压隔离控制的效果。

逆变桥式电路采用的是全桥逆变方式，全桥与半桥相比每个管子可减小一半的电流，同时全桥的逆变控制方式比半桥简单。全桥逆变采用IGBT 管IRF840 设计，每个IGBT 管两端接有两个保护二极管，防止其在工作中被击穿。

全桥逆变模块的工作原理：单片机输出两路互补的SPWM 信号(PWM1、PWM2)通过非门74HC04 将两路SPWM信号(PWM1、PWM2)生成互补的两路信号(PWM1-、PWM2-)；将PWM1、PWM2、PWM1-、PWM2-四路信号通过RC 延迟电路送入与门74HC08，相与后得到四路信号(PWM1L、PWM1H、PWM2L、PWM2H)，四路信号通过光耦TLP250 分别驱动四个IGBT 管。其中与门74HC08 与RC 延迟电路实现了电路的死区控制，死区时间约为5µs。

2.5 交流滤波模块

在全桥逆变模块中，逆变桥输出频率为21 kHz 的SPWM方波，除基波外还有许多高次谐波，主要是在15 kHz 至30 kHz 附近，要使方波变成标准正弦波就需要进行滤波，所以设计采用较常用的二阶LC 滤波电路。

交流电流检测主要用于过流保护和短路保护，设计采用CT102A 电流互感器来实现。电流互感器两端接一个10 kΩ的电阻作为采样电阻，再通过全桥整流滤波分压得到一个适合单片机采样的电压。

交流电压采样电路主要用于SPWM 波的稳压调节。电路设计在全桥整流滤波后采用电阻分压的采样电压作为反馈量，实现输出的稳压调节。

3 系统软件设计

3.1 SPWM 波的产生

SPWM 波脉冲调制原理：与PWM 波形相比，SPWM 波形的脉冲宽度是遵循正弦规律实时改变来控制逆变器中开关管的导通状态，从而使其输出脉冲电压的面积与期望的正弦波在对应区间面积相同。因此可以通过更改调制脉冲的频率和幅值来调节逆变器输出电压的相应参数。

设计采用AT89S52 单片机，利用其PWM 波的功能产生SPWM 波。在每个固定的载波周期内，不同脉宽数值组成正弦变化。可在定时器0 第一次溢出，将第一个脉宽值sin[0]装入PWM0 寄存器，然后开启PWM0。定时器0 第N 次溢出时，将第N 个脉宽值sin[N]装入PWM0 寄存器，再开启PWM0。周而复始的运行，PWM0 寄存器就能够产生对应的SPWM波。正弦波分为正半周和负半周，令PWM0 为正半周，则PWM1 为负半周。因此PWM0 和PWM1 分别运行第N 次后交替开启实现正弦波的正负半周交替出现。

3.2 程序设计框图

本设计采用C 语言编程，程序的数据修改在中断服务程序中，主程序包含了PWM 模块的初始化及AD 模块的初始化等。单片机在上电之后，对各功能模块初始化，并开启定时器中断。根据反馈的电压值，调节SPWM 波的峰值，调节输出稳定的交流电压。图3 为主程序流程框图。

图3 主程序流程框图

4 实验数据分析

基于硬件电路设计搭建如图4所示的实验平台，利用数字示波器对推挽升压模块和全桥逆变模块的驱动波形和输出波形进行数据的采集、处理和分析，并做了相关的数据测试。

4.1 推挽升压模块驱动波形分析

使用数字示波器测得SG3525 驱动推挽电路的两路PWM波，如图5 所示。图5(a)为升压电路空载时的PWM 波形，图5(b)为升压电路满负载时的PWM 波形，频率均为28.5 kHz。

SG3525 在驱动功率管时，保证死区时间的存在。通过示波器测量，如图6 所示。测试SG3525 的4 号引脚死区时间为2.5 µs，而2 路PWM 波的死区时间为5µs，有效预防了单侧逆变桥臂直通进而毁坏功率器件。

图4 实验平台搭建

图5 SG3525的两路PWM波

图6 SG3525的死区时间

4.2 全桥逆变模块驱动波形分析

SPWM 波是全桥逆变电路的驱动信号，是最后输出正弦波的关键，通过示波器测试全桥各管脚的驱动信号。图7 所示分别为两组桥臂驱动信号的波形图。

图7 逆变驱动控制信号波形

4.3 全桥逆变模块输出波形分析

本设计逆变系统的优点是波形为正弦波，与方波相比具有基波量大、谐波量小，逆变效率高的特点。利用示波器对输出交流电压进行快速傅里叶分析，可得如图8 所示的频谱图。图8(a)为逆变器输出波形傅里叶分析，图8(b)为方波信号发生器产生的波形傅里叶分析。通过比较可知逆变器产生的正弦波谐波分量较小，方波里的谐波分量较大。

图8 各输出波形傅里叶分析图

4.4 逆变系统数据测试

利用蓄电池为逆变电路供电，用交流电压电流表测量输出，测试在不同负载下，系统的工作效率情况，如表1 所示。

通过表1 可知，在接不同负载时，随着负载的变大逆变器的逆变效率也升高，额定功率下，已能达到88%的效率，满足了国家标准的要求。

表1 逆变器效率检测表

5 总结

本文采用了集成芯片CN3722 实现太阳能充电控制功能，设计了防反接保护电路、输入欠压保护电路，前级采用了基于SG3525 和IRF3205 功率管的推挽式逆变电路，后级采用4 片TLP250 驱动IGBT 管组成的全桥逆变电路，逆变控制技术采用了SPWM 波脉冲调制技术。同时采用了HER508 整流二级管构建全桥整流电路，采用二阶LC 滤波电路对输出电流进行滤波。实验数据表明：该系统输出波形为50 Hz 的正弦波，具有基波量大、谐波量小、逆变效率高等特点；逆变器逆变效率随负载的变大而变大，其峰值效率可达88.67%。