具有直流故障阻断能力的电流主动转移型MMC

陈 铮，陈 武，刘 忠，左向红，施慎行，薛钟兵

（1. 东南大学先进电能变换技术与装备研究所，江苏省南京市210096；2. 国网扬州供电公司，江苏省扬州市225000；3. 国网北京市电力公司，北京市100055；4. 清华大学电机工程与应用电子技术系，北京市100084）

0 引言

模块化多电平换流器（modular multilevel converter，MMC）与传统的电网换相换流器相比，不仅不存在换相失败的问题，而且具有动态无功支撑、有功/无功控制解耦和输出谐波特性优良等优点，因而在柔性直流输配电领域得到广泛应用［1-4］。

现有的工程实践表明，直流系统特有的“低阻尼”“低惯性”的特点，导致其故障发展速度极快；同时，考虑到多种形式的远距离、大规模新能源并网的需求，采用架空线路作为输电方式显得更为合适［5-6］。但是架空线路较电缆相比更易发生短路故障［7］。若仍采用半桥型MMC，则半桥子模块（halfbridge submodule，HBSM）中续流二极管的存在使得直流短路故障发生后，即使闭锁换流器也无法阻断故障电流，这限制了柔性直流输配电技术的大规模推广。

针对上述难点，许多专家学者进行了深入研究，大体可以分为2 种技术路线。一种是通过直流断路器（DC circuit breaker，DCCB）来阻断故障电流，其中混合式DCCB 又因兼备快速开断和低损耗的特性［8-9］成为理论研究和工程应用的首选。但是受限于绝缘栅双极型晶体管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）的通流能力，快速大容量DCCB 的研制仍是难点，并且当DCCB 应用于直流电网时的造价也十分昂贵［10］。

另一种方法是通过改进MMC 拓扑结构来阻断故障电流。各种具有故障阻断能力的子模块拓扑结构 被 提 出［11-12］，如 全 桥 子 模 块（full-bridge submodule，FBSM）、钳位型双子模块（clamp-double submodule，CDSM）等。为了降低成本，半桥和全桥混合级联的MMC 拓扑被提出［13］。这种混合型MMC 利用FBSM 能够输出负电平的特性，在换流器检测到故障后配以不同的控制策略迅速将直流出口电压降为零，从而阻断故障电流［14-15］。然而所有这些改进的子模块均通过增加较多的开关管数量、损耗、控制复杂程度来获得直流故障阻断能力。此外，还有其他几种通过改造换流器实现故障电流阻断的方案，具有一定的经济性。文献［16］使用2 组控制开关和2 组串联二极管阀对桥臂进行改造，使得故障发生后通过操作控制开关实现故障电流流向的改变，最终利用改造桥臂的HBSM 电容吸收故障能量。但是增加的2 组控制开关带来运行损耗的提升。文献［17］分别对换流器和直流线路进行了改造，省去了DCCB，在故障时旁路所有子模块并通过桥臂电感投切模块和电流泄放模块的配合实现直流故障的阻断。但是三相桥臂的改造仍带来了较高的投资成本。文献［18］将DCCB 与MMC 的故障阻断特性结合起来，大幅度降低了MMC 的建设成本。但是故障阻断过程中换流器交流阀侧存在数个工频周期的短路故障，可能影响交流侧设备的安全运行。

基于上述研究背景，本文在传统半桥型MMC的基础上，对换流器的拓扑结构进行优化，提出一种具有直流故障阻断能力的电流主动转移型MMC（active current transferring MMC，ACT-MMC）拓扑结构。该拓扑增加了断流支路、桥臂阻断支路和能量吸收支路，通过各个支路开关时序的配合来主动转移故障电流并最终实现换流器内部以及直流线路上故障能量的清除。本文提出的MMC 拓扑结构损耗增量较小，故障阻断过程中也不会出现严重的短路或者过流现象，相对于半桥型MMC，投资成本增加很小的同时也保持了较快的故障阻断速度。

1 ACT-MMC 拓扑结构分析

1.1 拓扑结构

本文所提ACT-MMC 拓扑结构如图1 所示，其中：La为上下桥臂电感，Ra为桥臂等效电阻，Ls为交流系统等效电感，uj和ij（j=a，b，c）分别为j 相交流电压和电流，ipj和inj分别为j 相上下桥臂电流且其正方向为图中标出的方向。

图1 ACT-MMC 拓扑结构Fig.1 Topology of ACT-MMC

该拓扑在传统半桥型MMC 的基础上进行如下3 个方面的改造。

1）在MMC 直流出口处增加了断流支路［16］，该支路由一个IGBT 和若干个双向晶闸管串联而成。当MMC 正常运行时，该支路所有开关器件均闭合，可以双向流通直流电流；当MMC 检测到故障后立即关断IGBT，转移该支路电流，当断流支路电流衰减到零后再关断双向晶闸管。

2）在c 相上下桥臂电感间增加桥臂阻断支路，该支路由若干个电力电子开关构成，其中电力电子开关是由反串联的IGBT 模块和避雷器构成，设置避雷器可以避免开关内的IGBT 过电压。在故障阻断过程中，桥臂阻断支路用于接收断流支路的转移电流，实现c 相桥臂电流流向的改变，同时利用避雷器吸收c 相上下桥臂电感中残余的故障能量。换流器正常运行时，电力电子开关处于关断状态；一旦发生直流故障，给开关管以导通信号，转移断流支路电流到能量吸收支路中。

3）利用具有单向导电性的二极管构建用于吸收平波电抗器和直流线路电感所储存故障能量的能量吸收支路。同时，在c 相下桥臂中增加若干个FBSM，从而在故障阻断过程中将FBSM 电容投入到能量吸收支路中形成阻容吸收电路，达到加速故障电流衰减的目的。所增加的FBSM 个数根据故障阻断时间和交流馈流2 个方面进行约束。正常运行时，二极管组D 承受反向电压而阻断了该支路电流的流通；故障状态下该支路为线路侧故障能量的泄放提供通道。

ACT-MMC 的整个故障阻断过程可以分为以下2 个阶段。

1）类旁路阶段：此阶段将换流器a、b 两相子模块闭锁，c 相子模块置于旁路状态，主要为了进行开关操作和电流的主动转移，让断流支路能成功分断电流以及闭合电力电子开关，从而转移断流支路电流。同时，由于c 相所有子模块均旁路使得MMC 直流出口电压平均值钳位在零电位［18］，限制了故障电流的上升。

2）闭锁阶段：此阶段将c 相所有子模块切换至闭锁状态，主要为了利用子模块的电容来阻断换流器内部以及直流线路侧的故障电流。

1.2 HBSM 阻断能力

有必要对HBSM 的故障阻断能力进行探讨。HBSM 的拓扑结构如附录A 图A1 所示，该子模块由一对带续流二极管的IGBT 和电容C 构成。半桥型MMC 之所以在直流短路故障后闭锁换流器也无法阻断故障，是因为换流器闭锁后各个桥臂电流流经子模块的流向是从端子b 到端子a，即桥臂电流通过IGBT 的续流二极管流向短路点，三相桥臂等效为一个不控整流电路。但是，若桥臂电流从端子a流向端子b 时，桥臂电流会流经子模块电容，并对电容充电，即此时HBSM 能够在故障回路中提供电容的反向电压，从而具备故障阻断能力。综上所述，HBSM 具有正向阻断能力而不具有反向阻断能力。而本文中ACT-MMC 内部桥臂电流的阻断便是利用HBSM 的正向阻断能力。

2 控制策略及等效电路分析

对于ACT-MMC 而言，在换流器正常运行时断流支路中的IGBT 导通，所有串联的晶闸管也都被触发导通，整个支路处于闭合状态。桥臂阻断支路的电力电子开关关断，桥臂阻断支路处于断路状态。能量吸收支路的二极管组D 也因为承受反向电压而反向截止，该支路也处于断路状态。同时c 相下桥臂中的FBSM 工作在热备用运行方式下［19］，即MMC 正 常 运 行 时，FBSM 被 旁 路，MMC 闭 锁 后 便直接投入全桥。因此，整个MMC 在正常运行时与传统半桥型MMC 基本相同，这里不再详细介绍。

2.1 控制策略

所提ACT-MMC 应用于直流输配电领域中，在发生短路故障后，需要各支路控制时序的配合。图2 为ACT-MMC 在故障阻断过程中各支路电流的波形示意图。结合图2 并以短路故障中最严重的双极短路故障为例来说明该拓扑的控制策略，附录A 图A2 为ACT-MMC 在直流短路故障时的控制时序。

图2 ACT-MMC 故障阻断过程各支路电流波形Fig.2 Current waveform of each branch of ACT-MMC during fault blocking

1）t0时 刻 之 前，ACT-MMC 正 常 运 行，整 个MMC 的控制策略和传统半桥型MMC 相同。

2）在t0时刻，直流线路发生双极短路故障，交流源与子模块电容同时向短路点放电，换流器内部桥臂电流和直流线路电流快速上升。

3）经过Δt0的延迟，检测到故障并经过短暂延迟，在t1时刻换流器开始动作：闭锁a、b 两相子模块，旁路c 相子模块，并触发导通桥臂阻断支路中的IGBT。Δt0为故障发展阶段，该时间段取决于检测速度，一般情况下约为1～2 ms［20］。并且由于此阶段桥臂电流较大的上升率会导致桥臂电抗过电压，从而引起c 相桥臂阻断支路避雷器动作。图2 中桥臂阻断支路在t0～t1时间段的负值电流即为避雷器动作的结果。

需要注意的是，故障发展阶段过流保护阈值的设定要考虑测量系统和换流器控制装置间的通信延迟，以保证故障电流处于断流支路IGBT 的关断阈值内，即实时检测断流支路电流，当电流达到过流保护的阈值后，经过通信延迟td后关断断流支路中的IGBT以转移故障电流。td的典型值为150～300 μs［21］，本文取200 μs。

设Imax为断流支路IGBT 的电流关断阈值，if为流过断流支路的故障电流，并考虑一定的保护安全裕度Imar，则断流支路过电流保护的阈值Iset为：

4）经过Δt1的延迟，在t2时刻关断断流支路中的IGBT，将故障电流主动转移至c 相桥臂、桥臂阻断支路和能量吸收支路。此时，由于c 相子模块均被旁路，断流支路两端的电压为零，故而关断其中的IGBT 不会引起开关器件上的过电压。设置Δt1时间段是为了确保桥臂阻断支路中电力电子开关已经导通并且能够接收断流支路电流的转移，考虑到开关器件技术条件的限制，取50 μs［22］。

5）经过Δt2的延迟，待电流转移结束后，在t3时刻关断断流支路中的晶闸管。Δt2是考虑到IGBT的关断和电流转移过程所设置的必需时间，通常取100～200 μs［18］。

6）经过Δt3延迟之后，在t4时刻导通断流支路中的IGBT 以保证该支路晶闸管组和IGBT 开关管间的均压［16］。待所有开关操作完成，将所有c 相子模块切换至闭锁模式，FBSM 和HBSM 反向电压投入到故障回路中，利用子模块电容的反向电压阻断故障电流。Δt3是考虑到晶闸管的关断时间所设置的，通常在1 ms 以内。

7）经过Δt4的延迟，在t5时刻换流器各个桥臂电流均衰减到零时关断桥臂阻断支路中的IGBT，使得其中的避雷器吸收c 相上下桥臂电感中的残余故障能量。Δt4取决于各个桥臂电流衰减到零的时间，由系统的容量和电压等级决定。

8）在t6时刻，换流器内部各桥臂和直流线路上的故障电流均衰减到零，即故障清除完毕。

下面具体分析每个控制时序中ACT-MMC 的等效电路模型。

2.2 类旁路阶段

在类旁路阶段，ACT-MMC 中a、b 两相子模块闭锁，c 相子模块旁路，电路中表现出2 个电气特征：子模块端口短路，并且直流出口电压为零，由此可以将类旁路阶段的电路拆分为图3 所示的2 个电路。

图3 类旁路阶段拆解电路Fig.3 Disassembling circuits during bypass-like stage

图3（a）可以看成两部分电路的叠加，即桥臂电感的放电回路（如图4（a）中红色点划线所示）和三相电源的短路回路（如图4（b）中红色点划线所示）。因此，每个桥臂电流应是2 种电路叠加的结果。图3（b）为类旁路阶段t1时刻，直流出口故障电流if经由二极管组进行续流的等效电路，此阶段内if基本保持不变。图3（b）中k 为过电流系数，Idcn为额定直流电流。

图4 桥臂叠加电路Fig.4 Superposition circuit of bridge arm

图4（a）中各相电感放电电流较易求解。此时，上下桥臂电感中的故障电流仅考虑其直流成分，即仅考虑电容放电的部分而忽略交流电源的馈流成分，则上下电感在t=t1时刻的初值电流相等，均为此时故障电流的1/3，故而有

式中：σ=La/Ra；电感电流初值I0f=If/3，其中If为故障电流if的幅值；iLj为j 相桥臂电感放电电流；iT为三相桥臂电感放电电流之和。

而对于图4（b）中的电路，在各相参数和各桥臂参数相同的条件下，图4（b）可以将三相拆分为单相进行分析。通过对电路列写KVL 方程可得：

同时，注意到每相的上下桥臂电流与其交流侧电流有如下关系：将式（5）代入式（4），有

以a 相为例，假设ua=Ussin（ωt），其中Us为交流相电压峰值，ω 为工频角频率。那么对式（6）进行求解，便可得交流电流ia在类旁路阶段的解析式，如式（7）所示。

需要注意的是，由于类旁路阶段断流支路电流的转移作用，使得流过c 相桥臂子模块电容电流从故障检测时刻的负值，在类旁路阶段结束时转变为正值，即桥臂故障电流实现了流动方向的改变。这一变化非常重要，因为考虑到HBSM 具有正向阻断能力，那么c 相上下桥臂在实现电流换向后便可以将自身桥臂中的子模块电容反极性投入到故障回路中来吸收故障能量，完成桥臂故障电流的阻断。

2.3 闭锁阶段

闭锁阶段换流器内部的阻断过程取决于闭锁时刻各个桥臂电流的方向，但阻断机理还是利用HBSM 的正向阻断能力。在本文所设置的检测延迟和类旁路时间下，闭锁c 相子模块瞬间各个桥臂电流的流向如附录A 图A3 所示，upc和unc分别为c 相上下桥臂子模块输出电压之和。c 相下桥臂电流不走FBSM 的原因在于：类旁路阶段期间，流过FBSM 的电流iFB方向如附录A 图A4 所示，在闭锁c相子模块后，iFB方向不变，通过SIGBT2和SIGBT3的续流二极管走，SIGBT1和SIGBT4的续流二极管被电容电压钳位住，因此流经c 相下桥臂HBSM 电容的电流之后必然通过二极管D 流通。从图A3 中可以列写回路方程：

式中：C 为子模块电容容值；NHB为每个桥臂内HBSM 个数。

将式（11）代入式（10）便解出c 相上下桥臂电流的解析式。该阻断过程一直持续到c 相某一桥臂的电流衰减到零为止结束，此时附录A 图A3 中电流通路不再存在，换流器内部故障能量的清除进入到第2 阶段。第2 阶段故障的阻断还是利用桥臂电流换向后，HBSM 的正向阻断能力来完成，只不过阻断回路稍有变化，其电路结构如附录A 图A5 所示。

对于附录A 图A5 中的电路而言，必然是交流电压最大相桥臂和交流电压最小相桥臂最后关断。假设闭锁时刻三相交流电压峰值的关系为：Uc>0>Ua>Ub，此时分析c 相下桥臂和b 相下桥臂构成的回路（见附录A 图A6），该回路方程为：

式中：Req、Ceq和Leq分别为回路中的等效电阻、电容和电感。

该方程即为一个正弦激励下的二阶欠阻尼方程，其全响应如式（13）［23］所示：

换流器内部的各桥臂电流在经历闭锁第1 和第2 阶段衰减到零后，换流器内部故障能量的清除进入第3 阶段，即c 相上下桥臂电感中残余故障能量的清除，此阶段主要利用关断电力电子开关中IGBT会产生过电压，进而利用避雷器吸收残余能量。

而FBSM 在闭锁阶段的作用显而易见：主要是为了利用闭锁状态下全桥电容来加速线路侧电感上故障能量的衰减，其在整个闭锁阶段的等效电路如附录A 图A7 所示。

设直流线路电阻和电感分别为RL和LL，对附录A 图A7 列写KVL 方程，则有

从上述分析可知，闭锁阶段共有2 种电路：正弦激励下的RLC 二阶欠阻尼电路、无源RLC 二阶欠阻尼电路共同作用来阻断MMC 内部和直流线路上的故障电流。

2.4 FBSM 个数计算

对于所需增加的FBSM 个数NFB，首先考虑交流馈流的影响。在故障阻断过程中直流出口电压即为FBSM 电容电压之和，通过列写c 相下桥臂和交直流侧构成的回路方程可得：

式中：UL为交流线电压峰值；Up为交流相电压峰值；Ucn为子模块额定电压；Mac为调制比，一般取0.85～0.9；Udcn为换流器出口额定电压。

要保证交流侧不馈流，即要满足：

式 中：UFB，max为 整 个 阻 断 过 程 中 所 有FBSM 允 许 达到的最大电压之和；λ 为电压安全系数，取0.9。

假设直流线路和平波电抗器上储存的故障能量全部由FBSM 吸收，整个全桥电容上增加的能量ΔEc为：

故而FBSM 个数首先应满足：

从式（17）反解出故障阻断时间tf（t4～t6时间段）的表达式之后得：

根据式（22）和附录B 表B1 的参数便可以画出FBSM 个数NFB与tf的关系图，如图5 所示。

从图5 中可以看出，当NFB=［1，2］时，tf的下降程度最大；当NFB≥2 时，tf的变化趋于平稳，故可知当NFB=2 时可以在增加最少器件的同时获得最短的故障阻断时间，可获得最大效益。利用式（21）和式（22），同时根据故障阻断时间要求，便可得出最终所需的FBSM 个数。

图5 故障阻断时间与FBSM 个数的关系Fig.5 Relationship between fault blocking time and number of FBSM

3 性能分析

从器件成本和运行损耗2 个方面，将所提ACTMMC 方案与文献［16-18］中的故障阻断型MMC 以及子模块改进型方案CDSM 进行对比分析。在进行对比之前，首先做出如下假设以保证对比的公平性和满足实际应用需求。

1）IGBT 的耐压、耐流设定为额定值的1.5～2 倍。

2）5 种 拓 扑 方 案 均 以200 MW/320 kV 的 单 端MMC 为研究对象。

3.1 器件成本

所选IGBT 额定电压为3.3 kV，将子模块电容电压设置为1.8 kV。对于半桥型MMC 而言，每个桥臂需要178 个HBSM，即356 个IGBT，三相共需要2 136 个IGBT。

本文所提的ACT-MMC，总共增加了3 个部分的支路：断流支路、桥臂阻断支路和能量吸收支路。断流支路仅需增加一个相同电压等级的IGBT，而该支路中的双向晶闸管在故障阻断过程中最大承受着整个c 相子模块电容电压之和，考虑一定的电压安全裕度，断流支路的最大耐压设计为3 倍直流额定电压。以额定电压为2.6 kV 的T660N 型晶闸管为例，需要增加738 个晶闸管。桥臂阻断支路在换流器正常运行时承受c 相上下桥臂电抗电压之和，不超过30 kV。考虑某些恶劣情况，设置电力电子开关中避雷器的保护阈值为45 kV，则需要增加50 个IGBT。能量吸收支路在换流器正常运行时承受直流额定电压，考虑1.5 倍的电压裕度并选用额定电压为2.2 kV 的D950N 型二极管，则需要增加219 个二极管。根据式（20）和式（21）可得至少需要新增4 个FBSM，并且采用与HBSM 相同型号的IGBT，需要增加16 个IGBT，则整个MMC 共需增加67 个IGBT。

根据相关开关器件和电容器单价，5 种拓扑方案所需器件的成本如附录B 表B2 和附录A 图A8 所示。从表中可以看出，与传统半桥型MMC 相比，本文所提ACT-MMC 方案、文献［16-18］中的故障阻断型MMC 方案和CDSM 方案附加成本分别为5.73%、3.62%、9.73%、10.42%和23.34%。本文所提ACT-MMC 方案的经济性仅次于文献［16］；文献［17］一方面对三相桥臂的改造增加了较多的IGBT，另一方面，电流泄放模块需要串联大量的电容器组，导致换流器整体成本偏高；文献［18］因为在换流器子模块中采用了双向晶闸管的旁路方案，晶闸管数量激增，所以其成本仅次于CDSM 方案；CDSM 拓扑是目前所需额外开关管最少的子模块改进型方案，但由于增加了25%的IGBT 数量，导致其整体造价远高于另外4 种改进方案。此外，对文献［17-18］的分析中均没有考虑超快速机械开关的成本，因此两者的实际成本还会高于表中数据。

3.2 损耗分析

根据所选开关器件的数据手册，利用仿真软件PLECS 搭建了MMC 开关器件的损耗模型。仿真中平均开关频率设置为150 Hz［24］，开关器件工作温度设定在85 ℃并且忽略机械开关的导通损耗，得出的损耗对比结果如附录B 表B3 和附录A 图A9 所示。除CDSM 外，其他4 种拓扑均是由附加支路的开关器件引入了额外的导通损耗；而CDSM 则是每个子模块中常通IGBT 的存在导致其损耗大。ACT-MMC 拓扑损耗大于文献［17-18］，而低于文献［16］，这是因为ACT-MMC 中断流支路新增了较多的晶闸管，并且晶闸管在换流器正常运行时需要承载直流电流。考虑到文献［18］拓扑在故障阻断过程中交流侧存在长时间的短路问题，文献［16］拓扑由于附加的2 组控制开关在换流器正常运行时均需要承载电流，其运行损耗过大，ACT-MMC 与文献［16-18］拓扑方案相比仍有一定的应用价值。

4 仿真分析

为验证所提拓扑对直流短路故障阻断的可行性，在MATLAB/Simulink中搭建了60 MW/±50 kV的单端MMC 系统用以验证。附录B 表B1 给出了仿真的主要参数。

仿真中，MMC 故障前工作于整流模式，传输60 MW 的有功功率，过流保护的阈值根据式（1）设定为1 400 A。在0.2 s 发生双极短路故障，故障电阻为0.01 Ω，故障点距离换流器直流出口50 km。当故障电流上升到断流支路保护阈值，并经过200 μs的时延，换流器开始阻断故障。如附录A 图A10（a）和（b）所示，MMC 在0.2 s（t0时刻）发生直流短路故障后，子模块电容放电导致直流出口电流迅速上升，同时直流出口电压因为电容的放电效应略有降低。

随着0.201 4 s（t1时刻）换流器动作，a、b 两相子模块闭锁，c 相子模块被旁路，直流出口电压被钳位在零电位，故障电流也停止了上升，停留在1.54 kA，保证了60 A 的安全裕度。在0.201 45 s（t2时刻）关断断流支路中的IGBT，断流支路电流开始向其他支路转移，从附录A 图A10（e）至（g）中可以看出断流支路电流迅速下降，并于t3时刻衰减到零，桥臂阻断支路和能量吸收支路也接收到了断流支路的转移电流。整个t1～t4时间段交流侧处于三相短路状态，考虑到晶闸管300 μs 的关断时间，类旁路阶段存在时间很短（约为450 μs），所以交流侧并不会出现很严重的过流现象。同时，从图A10（d）中应注意到由于断流支路电流的转移作用，c 相桥臂故障电流也增长为a、b 两相桥臂故障电流之和，但是c 相桥臂电流在类旁路阶段峰值为1.4 kA，仍在子模块开关管1.6 kA 的关断能力之内。此外，根据所选IGBT 的器件手册可知，该器件能够承受1 ms 的过流，不会损坏子模块中的开关管，因此不需要增大c 相桥臂子模块IGBT 的通流能力。

在0.201 85 s（t4时刻）之后闭锁换流器，此时直流出口电压即为全桥电容电压，故障电流在电容的吸收作用下开始衰减，并最终在14.6 ms 内实现线路上的短路故障阻断。而换流器内部各个桥臂的故障电流在HBSM 电容反向电压的作用下快速衰减，在0.206 26 s（t5时刻）完成了内部故障的初步阻断，保障了各个子模块中开关器件的安全。为了清除c 相上下桥臂电感中残余的故障能量，在t5时刻关断桥臂阻断支路电力电子开关中的IGBT，c 相桥臂电感中残余能量通过避雷器完全吸收，并于8.9 ms 内完成换流器内部故障能量的清除。

换流器内部故障阻断过程中6 个桥臂子模块电容电压的变化情况如附录A 图A11 所示。结合图A10（d）可以看到，由于类旁路阶段断流支路电流的转移作用，c 相上下桥臂在闭锁时刻实现了桥臂电流从负到正的换向，从而使得之后的整个换流器内部故障电流的阻断都能依靠HBSM 的正向阻断能力来完成，FBSM 电容电压也因为吸收线路侧故障能量而上升。同时可以看出，在整个故障阻断过程中，所有子模块的电容电压并没有出现半全桥混合型MMC 在故障阻断过程中会出现的过电压现象［25］，保证了电容的安全运行。

5 结语

本文将MMC 与DCCB 的故障阻断特性结合起来，提出一种具有直流故障阻断能力的MMC 拓扑结构，介绍了相应的运行过程并详细分析了整个故障清除过程，得到了以下结论：

1）ACT-MMC 正常运行时，运行状态及控制策略与传统半桥型MMC 基本相同，控制成熟且难度低。

2）该拓扑充分利用DCCB 中断流支路通过转移故障电流来阻断故障的特性，在利用转移电流实现桥臂电流换向后结合HBSM 的正向阻断能力来完成短路故障的阻断，从而节省了DCCB 中昂贵的电力电子转移支路。

3）通过附加3 个部分的支路使得半桥型MMC获得直流故障阻断能力，成本和损耗增量都较低，但是各支路中存在多种元件类型混用、器件均压均流的问题，增加了故障阻断过程中的控制复杂程度，换流器的整体可靠性略有欠缺。

另外，能量吸收支路中FBSM 在故障阻断过程中仅为零电压投入，若能反向电压投入，则能进一步提高换流器的故障阻断速度，这同时涉及换流器的不对称运行问题，后续需要进一步研究相应的容错控制。

附录见本刊网络版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），扫英文摘要后二维码可以阅读网络全文。