一款用于DCDC 芯片的多模式、高精度振荡器设计

张艳飞， 曹正州

（中微亿芯有限公司， 江苏 无锡 214072）

1 引言

直流转直流（DCDC）芯片以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于电子设备中，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源类型。 在开关电源的控制电路中，设计开关的工作频率是一个复杂的权衡过程，其中包括尺寸、效率和成本的取舍[1]。 通常来说，当选择较低的工作频率时转化效率通常都比较高，但此时需要较大尺寸的滤波电感、电容；选择较高频的工作频率可以缩小电感、电容尺寸，但每次开关转换都会伴有能量损耗，从而降低转换效率。 另外开关电源的工作频率会根据应用环境或者电磁兼容[2]需求被设计为某一固定频率或是基于一定负载的恒定值，噪声信号就会限制在一定的频率范围内，从而可以减少由谐振引起的噪声，并有利于在频谱范围内最大限度地减少开关电源的输出噪声峰值。

本文针对上述开关电源的使用特点，设计了一款多模式的高精度振荡器， 应用于开关电源芯片中，为芯片提供灵活的工作频率。 该振荡器提供3 种模式，一是提供2 种固定的振荡频率； 二是通过外挂电阻的方式，实现振荡频率的可调；三是通过外部引脚，可以将芯片外部的时钟频率同步进去，作为开关电源芯片的工作频率。 另外该振荡器通过设计内部LDO、零温漂电流源和电容充电电流可修调的方式，实现了宽输入电源范围和高精度的输出。

2 多模式、高精度振荡器设计

2.1 功能和整体电路结构

本文设计的振荡器有2 个输入引脚， 分别为SYNC 和RT， 输出时钟频率信号OSC 和斜坡信号RAMP。OSC 信号为电源芯片提供工作频率，功率管和同步整流管在每个周期下打开和关闭。 RAMP 信号作为脉冲宽度调剂（PWM）比较器的负极输入信号，幅值为0.9～1.9 V，与误差放大器的输出进行比较，控制功率管在每个周期下的导通时间。

振荡器的整体结构如图1 所示， 主要包括带隙基准、LDO、电流源、模式控制、内部集成电路（I2C）接口的电可擦可编程只读存储器（EEPROM）、修调网络以及RC 振荡器主体电路。 其中LDO 模块将输入电压（3.0～6.0 V） 降至2.8 V 为电流源和RC 振荡器提供稳定的电压， 电流源为RC 振荡器中的电容提供精准的充电电流。 通过I2C 接口[3]的EEPROM 控制修调网络对充电电流进行微调，消除工艺带来的误差，从而保证输出频率的精确。该电路基于CSMC 0.25 μm 2P5M工艺进行设计。

图1 振荡器整体结构

2.2 LDO 电路设计

本文中设计的LDO 子模块电路如图2 所示，输入电压VIN为3.0～6.0 V， 输出恒定的2.8 V 电压Vldo，最大负载电流为10 mA，Vref为带隙基准产生的基准电压。图2 中采用的误差放大器是对称性的运算放大器，增加了电路匹配性，从而降低了失调，提高了共模抑制比。 该LDO 使用超前相位补偿[4]的频率补偿方式来抵消运算放大器带来的相移， 从而增加相位裕度，提高了系统的稳定性和响应速度，Cf为补偿电容， 连接在输出电压和误差放大器的负极之间，形成了超前相位的频率补偿。

图2 LDO 电路

2.3 电流源和修调电路

电流源和修调电路如图3 所示， 左下角的基准源产生最基本的偏置电流，Vref为带隙基准产生的电压，温漂系数与电阻R1一致， 所以产生的Iref为零温漂的电流[5]。 P4～P8 电流镜分别拷贝1 倍、2 倍、4 倍、8 倍和100 倍的电流Iref。电流修调网络由P12～P15 组成，可以选择不同倍数组合的电流从B 点注入。 组成电流源和电流镜的晶体管选择长沟道的P 管，因此可以忽略沟长调制效应[6]带来的电流误差，那么A 点的电压可以通过下面的公式确定：

其中VA为A 点的电压，VB为B 点的电压，IP8为流过P8 的电流，Itrm为电流修调网络可以注入B 点的电流，IS为三极管Q1的饱和电流，VT为热电压，λ 为可修调的电流和P8 电流的比值， 由图3 中的电流镜比例可知范围为0～15%。 由式(1)～(4)推导出A 点的电压VA为：

图3 电流源和修调电路

设计三极管Q2、Q3和Q1具有相同的面积尺寸，那么由下面公式可以计算出流过P10管的电流Iref1：

其中VC为C 点的电压，κ 为可修调的电阻Rtrm和R3的比值，由图3 中的电阻比例可知范围为0～15%。 由式(5)～(8)推导出A 点的电压VA为：

比较式(5)和式(9)，电流Iref1可以用下式表示：

同理可以推导出流过P11 管的电流Iref2为：

其中RT为外接在RT 引脚和GND 之间的电阻。 从式(10)可以看出，修调电流，即增加从B 点注入的电流可以使电流源Iref1变大；修调电阻，即增加和R3的串联电阻可以使电流源Iref1变小，实现了双向调节，从而解决了工艺不确定的漂移带来的误差。 由于R2和R3为一比值，且Iref/R1为零温漂的电流，所以Iref1亦为零温漂的电流。

图3 中理想的电流源Iref1大小为1 μA，电流源Iref2大小在RT 引脚外接100 kΩ 电阻的情况下为2 μA。

2.4 模式控制电路

本振荡器电路有3 种模式可供选择， 通过引脚SYNC 和RT 来实现。 振荡器的频率可以通过在SYNC 引脚输入固定的数字信号来设置内部固定的频率值为250 kHz 或500 kHz。如果应用需要不同于以上2 个固定值的频率， 那么SYNC 引脚悬空时调节RT到GND 之间的电阻就可使振荡器工作在200～700 kHz。 振荡器频率fosc如下：

其中RT是RT 引脚到GND 之间的电阻。 通过SYNC引脚输入一个外部的同步信号， 同时在RT 引脚和GND 连接一个电阻的方法可以使振荡器的频率与外部时钟频率相同。 在该模式下， 连接在RT 引脚和GND 之间的电阻需要设置一个合适的电阻值RSYNC，使该振荡器的自由振荡频率（即SYNC 悬空时频率）为外部同步信号频率的80%左右。 由于外部的同步信号频率高于振荡器的自由振荡频率， 会通过图5 中虚线框中的逻辑迫使振荡器的频率与外部信号频率同步。

模式控制逻辑如图4 所示，通过SYNC 引脚选择不同的电流源给电容充电，控制电容的充电时间即可实现不同的振荡频率。电流源来自图4 中的Iref1和Iref2。

图4 模式控制逻辑

图5 RC 振荡器主体电路

当SYNC 接地且RT 浮空时，图3 中的Iref2为2.8 V，那么图4 中的B 点为高电平，C 点为低电平， 信号M_SEL＜1＞、M_SEL＜0＞都为0 V，从而Iref_A选择2.8 V通道 (即关闭电流镜)，Iref_B选择Iref1通道电流源。 当SYNC 高于2.5 V 时， 图4 中的B 点为低电平， 信号M_SEL＜1＞、M_ SEL＜0＞分别为2.8 V 和0 V， 从 而Iref_A选择Iref1通道电流源，Iref_B同样选择Iref1通道电流源。 当SYNC 浮空且RT 连接电阻R 时，图3 中的Iref2为一个中间电位， 但足够可以将图4 中的P2管打开，使C 点为高电位， 此时M_SEL＜1＞、M_SEL＜0＞分别为0 V 和2.8 V，从而Iref_A选择2.8 V 通道(即关闭电流镜)，Iref_B选择Iref2通道电流源。

Iref_A和Iref_B通过图5 中的P0、P1管并联电流镜和P2、P3管并联电流镜分别作为2 个电容的充电电流。模式控制归纳成表1，不同模式选择各自相应的电流源，实现各频率下所需充电电流大小。

2.5 RC 振荡器主体电路

本文设计的高精度、多模式振荡器的主体部分如图5 所示，主要由比较器、电容、充放电管以及RS 触发器构成一个环路。 由P0、P1管组成的电流源对电容C1进行充电，N1管对电容C1进行放电，电容C1电压与基准电压Vref2进行比较， 当Vp1大于Vref2时比较器输出高电平。 比较的值有2 个作用，一是置位RS 触发器使Q0为高电平从而打开N1管， 对电容C1进行放电；二是使DFF 触发器的值翻转， 交替选择电容C2、C3充放电。由P2、P3管组成的电流源对电容C2、C3交替进行充电，N2、N3管分别对电容C2、C3交替进行放电， 电容C2、C3电压分别与基准电压Vref3进行比较，当Vp2或者Vp3大于Vref3时比较器输出高电平，比较的值用来复位RS 触发器使Q0为低电平从而关闭N1管。由于斜坡信号RAMP 的值是从0.9 V 到1.9 V，所以对电容C1、C2、C3放电是到0.9 V 截止，该0.9 V 由图5 中单位增益的运放提供。 另外本振荡器具有同步外部时钟的功能，使OSC 的频率等于外部时钟的频率，通过图5 中虚线框内的电路实现。 选择该功能时，M_SEL＜0＞为高电平，外部时钟可以控制RS 触发器的RN 端，不选择该功能时，M_SEL＜0＞为低电平，关闭外部时钟通路。

表1 模式控制

振荡器的工作原理如图6 所示，Vcmp1、Vcmp2、Vp1、Vp2、Vp3分别为比较器CMP1、CMP2 的输出电压和电容C1、C2、C3的电压。 从图5 中可以看出比较器CMP1的输出经过buf 驱动后即为振荡器的输出。 在理想情况下，即忽略比较器的延迟和触发器的延迟，每个周期TOSC为电容C2或者C3从0.9 V 充电到1.9 V 的周期T1加上电容C1从0.9 V 充电到1.9 V 的周期T2，其中电容C2同电容C3大小相同。

图6 振荡器的工作原理

电容的充放电时间T 如下：

其中C 为电容的大小，ΔU 为电容两极的压差，Ic为充电电流的大小，所以电容C1的充电时间T1，电容C1、C2的充电时间T2分别为：

其中IC1为对电容C1的充电电流，IC2为对电容C2或者C3的充电电流，Vref1=0.9 V，Vref2=Vref3=1.9 V。 本文设计的振荡器中采用固定大小的电容， 所以C1、C2和C3的面积是固定的，通过电流源设置大小不同的充电电流IC1和IC2，即可得到不同频率的振荡信号，周期为：

根据2.3 节中电流源输出的大小和2.4 节中模式控制下电流源的选择组合方式，以及电源芯片对最大占空比不低于90%的要求， 设计图5 中的电容C1=1 pF，C2=C3=3.75 pF，IC1=4IC2， 图4 中 的R2=R3=200 kΩ，即可满足表1 所需的振荡频率。

在实际的电路工作过程中，由于振荡环路器件的延迟，特别是比较器的延迟，会导致振荡器的周期变大，增加一个固定的延迟Td_cmp。 为了使输出的频率比较精准，设计了一个低延迟的比较器来减少Td_cmp在整个周期中的比重。 该比较器采用二级结构， 如图7 所示，第一级在传统结构的基础上增加了N0、N1管，形成共源共栅套叠结构[7]，使第一级的输出电阻增大，从而提高了增益，第二级则提供了较大的驱动能力，降低了延迟。

图7 比较器电路

3 仿真结果

首先对典型的固定输出500 kHz 频率进行瞬态仿真，此时SYNC 引脚接高电平，RT 引脚悬空，在输入电源电压VIN=3.5 V、TT 模型、T=25 ℃条件下， 仿真波形如图8 所示，输出频率为500.2 kHz，充电电流IC1和IC2分别为8.03 μA 和1.99 μA。

图8 固定输出500 kHz 频率波形

其次对RT 引脚外接71.5 kΩ 电阻输出700 kHz频率进行瞬态仿真，此时SYNC 引脚悬空,在输入电源电压VIN=3.5 V、TT 模型、T=25 ℃条件下， 仿真波形如图9 所示， 输出频率为700.3 kHz， 充电电流IC1和IC2分别为11.21 μA 和2.79 μA。

图9 RT 外接电阻输出700 kHz 频率波形

接下来对外部时钟同步功能进行仿真， 从SYNC引脚输入频率为500 kHz、占空比为50%的时钟频率，按要求RT 引脚接125 kΩ 电阻， 在输入电源电压VIN=3.5 V、TT 模型、T=25 ℃条件下， 仿真波形如图10所示，输出OSC 与外部时钟频率一致，但占空比不一样。

图10 同步外部时钟频率波形

再对典型的固定输出500 kHz 频率随电源电压变化和温度变化进行仿真，分别如图11、12 所示。输入电压VIN范围为3.0～6.0 V，输出频率变化1.1 kHz，变化率为0.22%。 温度范围为-55～125 ℃， 输出频率变化2.1 kHz，变化率为0.41%。

最后对频率的修调功能进行了仿真，trm7～trm4将频率向高频修调，trm3～trm0 将频率向低频修调，每一级大概修调4 kHz，结果统计如表2 所示。

本文设计的多模式、高精度振荡器主要技术指标与文献[8]的对比结果如表3 所示，当温度和电压变化时本设计产生的频率相比文献[8]的设计更加稳定。

4 结束语

本文基于CSMC 0.25 μm 2P5M 工艺设计的多模式、高精度振荡器，提供了固定频率输出、外接电阻控制频率输出和同步外部时钟3 种模式。 通过HSPICE仿真， 结果表明在3.0～6.0 V 输入电源电压范围内，振荡器输出频率偏差为0.22%， 在-55～125 ℃温度范围内，振荡器输出频率偏差为0.41%，并且可以通过I2C接口的EEPROM 对振荡器的频率进行两个方向的修调，消除了工艺带来的误差。 该多模式、高精度的振荡器适合用在开关电源芯片中，为内部电路提供稳定的时钟源。

表2 频率修调仿真结果

表3 主要技术指标对比