基于模型的电动车低频辐射发射改进技术*

王子龙，高 锋，熊 禹

（1.中国汽车技术研究中心，天津 300300； 2.重庆大学汽车工程学院，重庆 400044； 3.东风柳州汽车有限公司，柳州 545005）

前言

与常规电器产品相比，电动汽车由于整车结构复杂，电大（结构尺寸大于波长的1／10）与电小结构共存，干扰源和敏感设备种类众多，耦合途径复杂多样，很难建立起兼顾精度和效率的计算模型，导致整车电磁兼容性（electromagnetic compatibility，EMC）的设计、优化和改进均非常困难［1］。近年来，电动化、智能化、网联化和共享化成为汽车产业变革的核心，也是解决交通安全、拥堵和环境问题的关键技术路径［2－3］。电动化产生的高电压和大电流，智能化所需的高带宽网络和高性能计算，网联化带来的车内射频系统密集化，使电动汽车的EMC问题更加突出［4－5］。如何控制电动汽车高压系统的 EMC性能已成为关注重点［6－7］，我国也颁布了针对高压系统低频辐射的标准GB 18387。

为提高电动汽车 EMC性能，文献［8］和文献［9］中以其电动汽车为对象探讨了整车低频辐射发射超标的实验改进方法。文献［10］中则对常见的电磁干扰（electromagnetic interference，EMI）定位方法和改进措施进行了总结。除整车设计外，降低高压系统关键部件的EMI也是控制整车辐射发射的重点，如电机驱动系统［11］和电压变换器［12－13］等。从汽车开发特点看，能越早发现EMC问题，解决问题可采取的方案越多，实施成本也越低［14－15］。上述成果主要针对特定对象，缺乏统一的系统性方法，且至少须完成样机开发，问题定位和改进所需的成本较大［16－17］。

为此，有学者致力于探索整车级的EMI预测方法［18］。为实现辐射发射的预测，文献［19］和文献［20］中采用激励端口到观测端口的传递函数来表征传递特性，分别实现了线束和零部件屏蔽壳体泄露电流引起的和零部件引起的辐射预测。进一步，为实现端口阻抗与传递特性之间的解耦，从而达到分离建模的目的，文献［14］中提出了基于多端口网络理论的建模方法，并成功应用于电动汽车低频辐射发射预测［15］。上述研究主要关注于EMI预测的准确性，对于如何应用EMI预测模型进行问题定位和改进鲜有研究。此外，当干扰源、敏感设备和耦合路径非常多时，将EMI相关的所有环节构成整体进行建模所需的计算资源非常巨大，限制着仿真技术在整车EMC开发中的实际应用。

本文中针对电动汽车低频辐射发射问题，提出整车EMI的拓扑建模方法。该方法根据屏蔽水平，将整车分解为多个系统单独建模，降低建模难度。根据端口连接关系构造拓扑矩阵，实现整车EMI预测。基于该模型，通过灵敏度和贡献度的综合分析，定位EMI干扰源，选择EMI滤波器，使目标车型达到GB 18387《电动车辆的电磁场发射强度的限值和测量方法》要求。

1 EMI问题分析

1.1 问题描述

目标车型为一款三厢纯电动汽车，根据 GB 18387进行低频辐射发射测试。电场合格，但车辆左右两侧X极化的磁场在18 MHz附近超标约10 dBμA／m，如图1所示。

通过试验方法进行改进，首先须多次测量不同零部件开闭情况下的辐射发射，通过对比不同组合工作条件下辐射量的变化进行初步排查。再进一步针对潜在干扰源逐一采用滤波器进行抑制，根据滤波前后的辐射衰减量确定改进对象和要求。改进过程非常费时，且无法提供有效的工程化改进措施。为此，本文中在对该问题进行初步分析的基础上，提出一种基于模型的改进方法。

图1 整车低频磁场发射测试结果

图2 高压系统原理图

1.2 潜在干扰源和路径分析

低频辐射发射主要由电动汽车高压系统产生［10］。目标车型的高压系统构成如图2所示（下文中变量的下标与图中设备端口的编号一致），主要包括车载充电机、正温度系数（positive temperature co-efficient heater，PTC）热敏电阻、电池加热器、压缩机、驱动系统、动力电机、动力电池、电源分配单元（power distribution unit，PDU）和直流变换器（DC／DC）等。

实验过程中，PTC热敏电阻、车载充电机和压缩机等处于非工作状态，EMI主要来自于DC／DC和电驱动系统。其内部功率器件的快速通断产生高频噪声，并通过由车体和高压线束构成的天线向外辐射。由于高压正极线和负极线平行走线，且高压导线采用良好的屏蔽线，差模噪声难以辐射，故建模时重点考虑高压系统的共模噪声引起的辐射发射。

此外，在PDU内部（如图3所示，下文中变量的下标与图中设备端口的编号一致），高压正负极线不再完全相邻平行走线，且无屏蔽层。由于空间限制，在高压线附近存在低压控制线。这些低压导线无任何屏蔽，且数量多，所以高压系统的噪声在PDU内部极易耦合到低压导线，从而通过低压线束形成辐射。这也是本文考虑的因素之一。

图3 PDU内部原理图

2 整车低频辐射发射建模

基于1.2节的分析结果直接建模的难点在于：（1）EMI在端口间的传递特性受端口连接负载的阻抗特性影响，无论通过仿真或实车测试，都难以在实际负载阻抗条件下获取传递特性；（2）PDU内部的高压正负极线等线束不再满足沿长度方向截面均一的假设，无法使用传输线理论进行简化处理。导线在截面上的小尺寸导致网格数量巨大，难以直接对整车EMI模型进行数值求解。为此，本文中利用PDU外壳的良好屏蔽性，实现EMI模型分解。针对单个系统，提出基于阻抗参数的耦合特性表征方法，实现端口阻抗与传递特性的解耦。

2.1 EMI拓扑建模

由于PDU的外壳为良导体，且与车身良好接地，难以通过壳体本身形成辐射。电磁噪声主要通过PDU的连接线束进行传输。因此，将整车低频辐射EMI模型分为如图4所示的整车网络和PDU网络两部分进行建模。前者反映测量天线与车体和高压导线等之间的耦合特性；后者主要表征PDU内部导线之间的耦合。等效转换时根据对象的电尺寸不同进行分类处理：（1）对于电大结构，无法忽略其自身的电磁效应，集成到网络中处理；（2）对于电小结构，为降低求解难度，采用集总参数电路模型描述，作为网络端口进行处理。拓扑模型中，各端口的编号同图2和图3。

图4 整车低频辐射发射拓扑模型

图4中，U′i和 ZSi（i＝1，…，10）为网络端口连接部件的等效激励电压和内阻，Ui和Ii为网络端口电压和电流。为简化处理：（1）文中统一采用戴维宁等效电路表征干扰源和敏感设备（敏感设备的激励电压为零）；（2）低频辐射发射的测量天线视为敏感设备。图4所示的EMI预测拓扑模型中的变量定义如下。

网络端口变量：

式中：U、Uvec和Updu分别表示模型、整车网络和PDU网络的电压；I、Ivec和Ipdu分别表示模型、整车网络和PDU网络的电流。

戴维宁等效电路参数：

式中：Zvec和Zpdu分别为整车网络和PDU网络的阻抗特性参数；ℂ为由复数矩阵构成的集合。采用阻抗参数描述网络特性的优势在于该参数与端口负载无关。一方面，即使连接负载发生变化，网络模型仍可使用；另一方面，可将网络与负载进行单独建模。

进一步，定义矩阵 GU∈ℝ8×26，GI∈ℝ8×26，GS∈ℝ10×26和 GL∈ℝ26，以描述图 4所示的网络之间的连接关系：

其中：GU和GI描述连接点的电压和电流，并使其符合基尔霍夫定律；GL和GS用于整体描述等效电路参数。

根据多端口网络理论，建立的式（1）～式（4）拓扑模型满足：

进一步，连接点的电压电流满足基尔霍夫定律，得到

根据式（5）和式（6）可以得到网络端口电压U与干扰源等效干扰U′之间的关系为

根据图2所示的端口编号，测量天线的端口电压U1即为网络端口电压U的第一个元素。由天线转换系数即可得到整车低频辐射发射的磁场强度为

式中：Hant为磁场强度；AFH为天线转换系数。

2.2 模型参数获取

2.2.1 网络参数

频率较高时，由于无法构建理想的端口开路条件，即使在有样车的情况下也难以直接测量网络的阻抗参数。此时，通常采用散射系数表征网络的特性。且散射系数可通过网络分析仪直接测量，CST Microwave Studio、Feko和HFSS等商业化的三维电磁场求解软件也能直接计算。本文中采用Feko计算整车网络和PDU网络的散射系数，计算模型如图5所示。

图5 网络散射系数Feko计算模型

图5所示的Feko模型由一台工作站分别求解，其内存为128 GB，CPU为E5－2650。求解图5（b）所示的整车网络参数时，PDU简化为金属壳体，以降低网格数量。PDU内部的耦合特性通过图5（a）所示的Feko仿真模型独立求解得到。求解频带和步长，天线布置等根据GB 18387定义。依据多端口网络理论，阻抗参数由网络散射系数计算得到［14］

式中：Z和S分别为网络的阻抗参数和散射系数；Z0为求解散射系数时端口连接的阻抗；E为单位矩阵。

部分端口间的网络阻抗参数如图6所示。

图6 网络阻抗参数

2.2.2 等效电路参数

由1.2节分析可知，EMI主要由电驱动系统和DC／DC内部的共模干扰产生，并采用戴维宁等效电路进行描述。部件内部EMI产生过程非常复杂，涉及器件非理想特性、电路板寄生参数、外壳屏蔽和调制控制过程等多种因素，通过机理建模获取等效电路特性的难度和工作量均较大［13］。本文中通过实验测试的方式得到等效电路参数，基本原理如图7所示。

图7 电路等效参数测量原理

测量过程如下：（1）在正常工作条件下，测量零部件端口的共模电流Ii；（2）在断电条件下，测量零部件端口的等效共模内阻的阻抗ZSi和端口的外部负载阻抗ZLi；（3）根据图7原理计算等效电压源的电压，即

部分干扰源的等效噪声电流和内阻如图8所示。

2.3 模型验证

为验证所建立的整车低频辐射发射预测模型的准确性，将超标的实测与预测值对比，如图9所示。建模时由于仅考虑了高压系统的主要干扰源，忽略了低压系统等噪声，且对整车结构进行了大量简化以降低电磁场数值求解的复杂性，导致预测存在一定偏差。但总体上两者趋势一致，且能准确预测出25 kHz和18 MHz附近的峰值。为开展基于模型的问题定位和改进提供了基础。

3 基于模型的问题定位与改进

3.1 定位分析

从式（7）和式（8）磁场强度的预测公式可知磁场发射主要受传输路径的耦合程度、DC／DC和电驱动系统等干扰源的噪声强度影响。为定位问题，首先进行干扰源对天线端口耦合电压的灵敏度分析，即增加单位强度的干扰天线端口电压的变化量。图10为问题定位分析结果。由图10（a）可以看出，在超标频带18 MHz附近，磁场强度对DC／DC的噪声（即 U′7）最敏感。

图8 干扰源等效参数

图9 低频磁场预测与实验对比结果

为进一步验证灵敏度分析结果的有效性，将干扰强度设置为零，通过对比磁场强度的变化量就不同干扰源对磁场发射的贡献度进行分析。由图10（b）可以看出，在超标频段18 MHz附近，由 DC／DC产生的磁场强度超过动力电机15 dBμA／m，超过电机驱动系统47 dBμA／m，与灵敏度分析结果一致，所以应优先抑制DC／DC产生的EMI噪声，以降低整车低频磁场辐射发射。

图10 问题定位分析结果

3.2 问题的改进

根据上节的定位分析结果、磁场强度超标频带和程度，选择的EMI滤波器及其特征参数如图11所示。

图11 EMI滤波器及其参数

从抑制效果看，滤波器应靠近DC／DC安装。但其内部空间极其紧凑，工程上难以实施。相对而言，PDU内部空间较大，易于安装，但滤波效果会下降。为此进一步应用所建立的拓扑模型对滤波器不同安装位置的效果进行定量分析，结果如图12所示。

图12 滤波器安装位置分析

由图12可以看出：（1）选择的滤波器能有效抑制DC／DC噪声，降低整车低频磁场发射；（2）将滤波器安装于DC／DC（即端口7）的抑制效果最佳；（3）将滤波器安装于PDU虽然效果稍差，但在超标频带18 MHz附近磁场强度仍可降低20 dBμA／m，能使整车低频磁场辐射发射满足法规要求。综合考虑工程化的难度，最终改进方案将EMI滤波器布置于PDU内，改进后的磁场辐射发射测试结果如图13所示。通过EMI预测模型进行问题定位和改进，目标车通过一次改进测试即满足了法规要求，显著提高改进效率，降低实验成本。

图13 改进效果

4 结论

针对整车低频辐射发射超标问题，提出了一种基于模型的问题定位和改进方法。该方法能显著提升EMC问题分析的准确性，提高定位和改进效率，降低实验投入。

（1）提出的拓扑建模方法能有效进行整车级EMI预测。该方法通过系统分解可降低建模难度，且通过网络模型描述耦合过程在消除干扰源与耦合路径的阻抗耦合同时，降低了工程师对EMC问题先验知识和经验的依赖。

（2）所建立的EMI计算模型能较准确地预测整车低频磁场辐射发射。预测精度达到了EMC问题的定位分析和改进的要求。该方法可扩展到高频和其它EMC问题的仿真预测。

（3）基于模型的EMC问题分析方法具有较高的问题定位准确性，能显著提高改进效率，降低后期的实验成本。但是其理论基础和系统性的应用技术需进一步研究。

（4）针对目标车型提出的EMI滤波措施能有效抑制DC／DC产生的电磁噪声，降低整车低频磁场辐射发射，使目标车达到法规要求。