一种交错并联对称Boost变换器

王国平，祝龙记

(安徽理工大学 电气与信息工程学院，安徽 淮南 232001)

直流升压变换作为光伏发电和电机驱动等领域的关键部分，都要求其采用的升压变换器具有高增益和高效率等特点[1-4]。传统的交错并联Boost变换器存在着极限占空比情况，电压增益会受到限制[5]。一些研究者将耦合电感设计在升压变换器中[6-12]，因为耦合电感可以使电压增益显著提高，但受耦合电感漏感的影响，文献[6-12]中所设计电路的开关管电压应力和电流应力会大很多。文献[13-14]中使用交错并联结构能够使升压过程中的电流纹波得到有效降低，但这种不对称结构影响控制的因素多，导致控制较为复杂。文献[15]提出一种带有开关电容的交错并联Boost变换器，提高了变换器的电压增益；文献[16]在文献[15]的基础上，引入了多个开关电容组成网络，使得变换器电压增益进一步提高。文献[17]提出的三电平变换器的升压部分，在2个二极管之间加入飞跨电容降低了开关管的电压应力，但飞跨电容的稳压控制比较复杂；文献[15-17]通过开关电容的作用能够显著提高电压增益，但是电流纹波大的问题没有得到解决。在提高电压变换比的同时能够抑制开关元器件的电压应力以及电流纹波成为亟待解决的问题。

本文在传统交错并联Boost变换器以及文献[15-17]提出的开关电容结构特性的基础上，设计一种具有高占空比调节范围、高电压增益的新型交错并联对称Boost变换器。与上述变换器相比，该变换器具有输入电流纹波小、在增加变换比的同时使开关管的电压应力降低为输出电压的一半、控制方法较简单等优点。并根据该变换器其占空比控制多样的特性提出一种混合控制模式来生成占空比，使输出电压波动大幅降低，提高了变换器输出电压抗干扰能力。

1 工作原理分析

1.1 变换器拓扑结构

传统交错并联Boost变换器的拓扑结构如图1(a)所示。本文提出的交错并联对称Boost变换器拓扑结构如图1(b)所示，其中S1、S2为变换器的开关管，2个开关管控制信号g1、g2的占空比分别为d1、d2，开关周期为T。Ui和Uo分别为变换器输入和输出直流电压，Ci和Co分别为输入和输出滤波电容，D3、D4为输出续流二极管，为输出电流提供通路。L1、L2分别为2个并联支路的电感，且L1=L2。Ro为负载电阻。本文提出的Boost变换器在传统交错并联Boost变换器上改进并增加了开关电容C1和C2以及交错连接的续流二极管D1、D2。开关电容有利于减小变换器的输出电压，续流二极管D1、D2交错连接为2个开关电容充电提供通路，从而使得新型交错并联Boost变换器不仅具备了传统交错并联Boost变换器的优点，同时还具有开关管电压应力小以及电压变换比大等优点。

图1 变换器拓扑结构

1.2 电路工作原理

电感L1、电容C1以及二极管D3组成的支路与电感L2、电容C2以及二极管D4组成的支路对称，构成了并联对称升压电路。在开关管S1完全导通时，直流输入电源开始对电感L1充电，电感L2对电容C1充电同时通过续流二极管D4向负载电阻供电。在开关管S1完全关断时，电感L1通过续流二极管D3以及开关电容C1向负载供电，同时通过二极管D2向开关电容C2充电。开关管S2完全导通时电路状态与开关管S1完全导通时电路状态相似。

为了拓宽占空比可允许调节的范围，新型Boost变换器采用对称并联结构。控制信号控制开关管S1和S2时，其占空比d1、d2无论相等或者不相等都可以实现稳定升压。因此采用等占空比或不等占空比都可以控制升压输出。当d1=d2(等占空比控制)时，需要使控制信号g1和g2的相位相差180°，此时d1=d2<0.5时的工作状态与d1=d2>0.5时不相同。当d1≠d2(不等占空比控制)时，S1和S2的控制信号同样采取移相控制策略，2个控制信号g1和g2的相位差φ不是固定的180°，而是根据变化的占空比计算出来的最优移相值。

理论上占空比d1、d2的取值范围为0～1，但是开关管控制信号占空比过小会导致开关电容的充电时间过短，放电时间过长，从而导致开关电容电压为0或反向，从而使二极管D1、D2错误导通，开关电容将失去作用，无法降低开关管的电压应力。

1.3 电路工作模式

为了分析变换器在2种不同控制模式下的工作状态和工作波形，做出如下假设：在开关管开通和关断瞬间，电感上电流保持不变；忽略二极管的导通压降。

1.3.1d1=d2<0.5，等占空比模式

模态1(t0～t1)：如图2(a)所示，图中箭头表示电流方向(下同)，开关管S1导通，S2关断。电源Ui对电感L1充电，通过电感L1的电流iL1呈线性上升。电感L2通过二极管D1对开关电容C1进行充电，L2及开关电容C2通过二极管D4向负载供电。开关电容C1电压UC1线性上升，C2电压UC2线性下降，电感L2电流iL2线性下降。

模态2(t1～t2)：如图2(b)所示，开关管S1、S2关断，电感L1及开关电容C1向负载电阻供电，电容C1两端电压UC1和电感L1电流iL1线性下降。电感L2及开关电容C2同时向负载供电，此时开关电容C2电压UC2和电感L2电流iL2线性下降。

模态3(t2～t3)：如图2(c)所示，开关管S2导通，S1关断，电源对电感L2充电，L2的电流呈线性上升。电感L1通过二极管D2对开关电容C2进行充电，且通过二极管D3向负载供电。开关电容C2电压UC2线性上升，电感L1电流iL1线性下降。

模态4(t3～t4)：如图2(b)所示，与模态2相同。

图2 等占空比模式下(d1=d2<0.5)电路模态

等占空比模式(d1=d2<0.5)下，通过对Boost模式下变换器4个模态的分析，可以得到变换器在1个周期内的主要工作波形，如图3所示。

图3 d1=d2<0.5，等占空比模式波形

1.3.2d1=d2>0.5，等占空比模式

模态1(t0～t1)：如图4所示，开关管S1、S2同时导通，电源同时给电感L1、L2充电，电感L1、L2电流iL1、iL2线性上升，输出电容Co向负载供电。开关电容C1、C2两端电压保持不变。

图4 d1=d2>0.5，等占空比模式下模态1

模态2(t1～t2)：与等占空比模式(d1=d2<0.5)下的模态1相同。

模态3(t2～t3)：与模态1相同。

模态4(t3～t4)：与等占空比模式(d1=d2<0.5)下模态3相同。

在d1=d2>0.5条件下，通过对Boost模式下变换器4个模态的分析，可以得到变换器在1个开关周期内的主要工作波形，如图5所示。

图5 d1=d2>0.5，等占空比模式波形

1.3.3d1+d2>1且d1≠d2，不等占空比模式

不等占空比模式下的电路工作状态与等占空比模式(d1=d2>0.5)基本相似，区别在于2个开关电容C1、C2的平均电压、2个开关管S1、S2以及二极管所受到的最大端电压不相等，而且与2个占空比的大小有关。不等占空比模式下，变换器在1个开关周期内的主要工作波形如图6所示。

图6 d1+d2>1且d1≠d2，不等占空比模式波形

2 变换器工作性能分析

2.1 变换器电压增益

对变换器稳态情况下进行分析时，忽略开关管开通与关断时间，忽略2个电容C1、C2两端电压波动以及2个电感L1、L2的电流纹波。等占空比和不等占空比模式下，由电感L1、L2的伏秒平衡可以得出：

d1Ui+(1-d1)(Ui-Uo+UC1)=0，

(1)

d2Ui+(1-d2)(Ui-UC1)=0。

(2)

等占空比模式下(d1=d2)，结合式(1)、(2)可以得到变换器的电压增益为

(3)

不等占空比模式下(d1≠d2)，结合式(1)、(2)可以得到变换器的电压增益为

(4)

2.2 开关器件的电压应力

等占空比模式下，开关电容由安秒平衡原理可以得出

(5)

开关管S1、S2以及二极管D1、D2的电压应力为

(6)

不等占空比模式下2个开关电容C1、C2的平均电压以及2个开关管S1、S2的关断电压分别为：

(7)

(8)

2.3 变换器性能比较

表1将本文所设计变换器、文献[18-19]以及传统交错并联Boost变换器的电压增益、开关管电压以及输出二极管电压分别进行对比。

表1 变换器参数对比

表1表明：较传统交错并联Boost变换器来说，交错并联对称Boost变换器可以实现高升压增益特性，变换器的升压性能提升了1倍。本文所提出的Boost变换器在等占空比模式下，开关管的电压应力减小一半；在不等占空比模式下，开关管的电压应力与其2个开关管控制信号的占空比大小有一定关系，占空比的不等会使得2个开关管所受到的电压应力不相等，占空比越大的开关管对应的电压应力越大。因此在进行具体的电路设计时，需要在升压效果和开关管电压应力之间均衡考虑。

2.4 电流纹波抑制分析

交错并联对称Boost变换器由于其交错并联的结构，对电流纹波有抑制作用。以变换器工作于d1=d2<0.5模式下为例，其在1个周期内的2个电感的电流波形如图7所示，其中：I1、I2分别为电感L1、L2支路上流过电流的平均值，εI1、εI2分别为电感L1、L2支路上的电流纹波值；设占空比d1=d2=d，电感L1=L2=L。

图7 1个周期内电感L1、L2电流纹波

可以计算出电感L1和L2支路电流纹波值为

εI1=εI2=UidT/L。

(9)

电感L1与L2支路电流波动情况一样，只有相位不同，因此电感L1与L2平均电流I1=I2=Io。

则2个电感支路电流表达式为：

(10)

(11)

输入电流ii=iL1+iL2，综合式(9)～(11)可以得出输入电流纹波为：

(12)

(13)

由式(12)和(13)可以看出，交错并联技术可以改善输入电流纹波，输入纹波的大小与占空比的大小有关，同时还与支路上的电感值成反比。

2.5 开关电容的选取

开关电容C1、C2在整个电路工作过程中通过吸收和释放能量来达到降低开关管电压应力的目的，其两端电压方向不改变是维持电路工作状态不改变的保证。占空比较小会导致电容的充电时间过短放电时间过长，从而电容储存能量功能失效。因此，开关电容在工作过程中充放电需要达到平衡，且在1个开关周期内电容电压不能下降到0。

由此可得

(14)

式中：d=d1=d2；ΔUC为1个开关周期内开关电容两端电压波动最大值；IL为通过电感L1或L2支路的电流。式(14)表明，要求电压波动越小，电容取值则必须大。

3 控制策略

3.1 占空比的控制与计算

由图8可以得出输出电压计算给定值

(15)

由式(3)并结合图8可以得到期望电压增益值G*表达式

图8 变换器控制系统结构

(16)

由式(15)、(16)可知

(17)

式(15)、(17)中，KP1为比例系数。

3.2 移相控制

为了实现对电流纹波的抑制同时发挥出开关电容的作用，交错并联对称Boost变换器在工作过程中的2个开关管需要实现移相控制。为了使得输入纹波电流均匀波动，需要根据控制过程中实时变化的占空比d1、d2计算出控制信号最适合的相位差。最合适的相位差就是在1个周期内1个控制信号的高电平区间中点与另一个控制信号的低电平区间中点在时间轴上重合时两信号相差的相位φ。

如图8所示，数字移相中的相位偏移值为

(18)

4 仿真结果分析

为了验证新型交错并联对称Boost变换器的工作特性以及采用混合控制后的性能是否提高，在Simulink中搭建了变换器以及其控制系统模型。其中，电感L1、L2为130 μH；2个开关电容C1、C2为22 μF；输出侧电容Co=470 μF；输入侧电容Ci=1 mF；控制信号频率为50 kHz[20]。电路处于连续工作模式。

图9～11为等占空比控制模式下，输出电压稳定在400 V时(如图12)，变换器各个元器件的电压波形。图9(a)中，开关管的电压US1、US2峰值为210 V，仅为输出电压的一半。图9(b)中二极管D1、D2的电压UD1、UD2峰值为209.3 V，仅为输出电压的一半，电压应力得到了大幅度降低。图10为电感L1、L2以及输入电流ii波形，可以看出，2个电感L1、L2的电流交错波动，且平均值基本相等。输入电流ii的纹波比2个电感电流纹波要小很多。图11为3种不同占空比模式下开关电容的电压波形。从图11可以看出，在等占空比模式下，d1=d2<0.5时开关电容C1、C2两端平均电压相等，d1=d2>0.5时开关电容C1、C2两端平均电压也相等。不等占空比下2个开关电容两端电压平均值不相等，与理论分析一致。

图9 d1=d2=0.6时开关器件以及二极管电压波形

图10 d1=d2=0.6时电感以及输入电流波形

图11 不同占空比组合时开关电容C1、C2端电压波形

图12 输出电压波形

当输入电压为100 V，输出电压初始给定值为435 V，在t=1 s时将给定电压变为480 V，图13为变换器输出电压波形，其中：图13(a)为采用混合闭环控制的输出电压波形；图13(b)为采用单一闭环的传统控制下输出电压波形。

图13(a)中，输出电压稳定时的电压波动为433.8～434.1 V；图13(b)中，输出电压稳定时的电压波动为432.7～437.2 V。采用混合闭环控制与传统单闭环控制输出电压波动差比值为0.067，即混合闭环控制的输出电压波动减小93.3%，表明混合闭环控制对变换器启动时输出电压波动有很大的抑制效果。

图13 输出电压波形

图14为输出电压稳定为400 V时，变换器的效率随着输出功率Po变化的效率曲线。在输出功率为1.6 kW时，变换器的效率最高为95.6%。变换器输出功率为1.2～2.0 kW时，效率较为稳定，可以看出在此区间变换器可以高效稳定地运行。

图14 效率曲线

5 结语

本文提出了一种基于交错并联结构的Boost变换器拓扑结构，对变换器的工作原理和特性进行了详细理论和仿真分析。加入了2个开关电容使得开关管电压应力降低了一半，并且该升压变换器具有比传统交错并联Boost变换器高1倍的电压增益，抑制了输入电流纹波。与传统单闭环控制方法相比，提出的新型混合闭环控制方法提高了输出电压的稳定性，减小93.3%的输出电压波动。本文提出的变换器具有很好的应用前景，可适用于需要高电压增益以及稳定的直流供电电压场合。