超宽电压范围输入低电压大电流输出的无人机开关电源设计

黄 彪

（贵州航天林泉电机有限公司0616研究所，贵州 贵阳 550081）

0 引 言

多电/全电飞机技术是未来航空航天发展的一个主流方向，对飞机电源系统的集成度和多功能化提出更高的要求[1]。随着现代科学和航空技术的飞速发展，飞机的功能日益完善，机载用电设备的种类及功率持续增加，其对供电电源的需求不断增加。飞机上的很多航电设备一直采用28 V直流电压供电[2]，为此需要研制大功率的开关电源将飞机发电机输出的高压交流电变换为28 V直流电输出，为飞机航电设备供电。

对于特种飞机超宽输入电压范围的情况，常规的单级功率变换存在变压器设计及器件选择困难的问题，且电源系统稳定性不易控制，若采用两个电源直接串联则会导致体积大、整体变换效率低、负载动态性能差等问题难以解决。根据实际工程情况，本文采用一种四路交错boost+移相全桥+同步整流的隔离型高频全功率变换拓扑结构设计，不仅满足超宽范围输入电压的隔离稳压变换要求，而且实现了高效率的功率变换。

1 电源结构与原理

电源拓扑结构如图1所示。主功率拓扑采用四路交错boost+移相全桥+同步整流的隔离型高频全功率变换拓扑，电源分为前级AC/DC变换部分和后级DC/DC隔离变换部分。前级变换部分采用四路交错boost电路，主要作用是主开关管根据UCC28070控制芯片的占空比大小将输入电压升高至一个合适的中间母线电压。后级隔离变换部分采用移相全桥+同步整流电路，采用集成了同步整流功能的移相全桥控制芯片UCC28950控制电源输出稳定的直流电压。

图1 电源拓扑结构

控制电路采用双闭环反馈控制，电流内环控制使系统能对电压的变化快速响应，电压外环控制使系统能对负载电流快速响应，具有很快的响应速度。工作中实际采集的电压电流信号与基准进行比较，生成误差信号，同时将误差信号传递到控制电路。控制电路根据误差控制信号，调制占空比大小，从而控制开关管导通时间，最终实现输出电压的闭环稳定控制。

2 电源设计

借助新器件、新工艺、新材料及新拓扑不断优化改进，可以设计出高性能的电源。器件串联能解决电压应力问题，器件并联能解决电流应力问题，合适的串并联能扩大电源的输出功率和提高电源系统的效率，用铝基板工艺来解决器件散热难的问题。

2.1 前级AC/DC部分

四路交错boost电路前端为EMI滤波及三相不控整流电路，使产品具备很好的电磁兼容性能，对输入交流电进行平滑滤波，减小输入电压电流脉动。加入软启动电阻及继电器来减小开机浪涌电流而不增加电路损耗。

传统Boost电路输入电流纹波及输出电压纹波较大，其适用功率等级较小。在相同的功率等级下，电感电流连续模式n路交错并联Boost电路中的每个开关器件的电流应力为传统Boost电路的1/n，减小了输入和输出纹波[3]。

本文前级采用了基于UCC28070的4路交错并联变换的设计方案，AC/DC拓扑结构如图2所示。由于输入电压范围过宽，常规全电压范围进行boost升压处理会使器件电压电流应力增大和磁性器件设计困难，因此通过不同方案对比，采取对输入电压进行分段处理是最优的方法。当输入交流电压整流后电压低于直流280 V时，boost升压电路工作在变占空比状态；当输入交流电压整流后电压不小于直流280 V时，boost升压电路的开关管不工作，前级电路处于不控整流工作状态。此分段电压处理方式很好地规避了宽电压范围变换导致器件电压电流应力过大和磁性器件设计困难的问题，同时提高了系统效率及稳定性。

两个UCC28070控制芯片产生4路交错boost电路，开关频率为100kHz，每个芯片产生的PWM波相位相差180°，两控制芯片间产生的PWM波相位相差90°，使各路PWM波相位依次相差90°。与传统的Boost升压电源相比，本电源开关频率等效为传统Boost升压电源的4倍，在输入输出电压相同的条件下，可以显著减小输入电感和输出电容。

常规并联电路存在各支路不均流缺陷，为解决各支路均流问题，基于平均电流控制的原理，在并联支路内部加入补偿环，根据各支路电流与给定输入电流的相对误差对各个支路的占空比进行调整补偿，使各支路的电流基本相等，从而减小开关管电流应力。

2.2 后级DC/DC部分

若对前级宽输入交流电压（100 V/750 Hz～300 V/1 700 Hz）进行常规不控整流变换，则前级输出直流电压为141～425 V，本文前级通过对输入电压进行分段处理，控制前级输出直流电压在280～425 V，把输入给DC/DC部分的电压范围缩小了一半，便于后级处理，但是输入端电压相对输出28.5 V电压还是太大。为进一步减小变压器原副边电压电流应力，采用如图3所示拓扑结构，变压器两个原边先串联后并联在一起，变压器副边全桥同步整流滤波后经过MOS管再统一并联在一起。基于MOS管器件正温度特性，此电路能实现自主均流功能，无需做额外复杂的输出均流控制。

2.3 样机设计

图2 AC/DC拓扑结构

图3 DC/DC拓扑结构

本文采用UCC28070和UCC28950作为前后级控制芯片，设计了一台28.5 V/4 kW样机，开关频率皆为100kHz，鉴于输出低压大电流特性，重量及体积指标要求严格，并且需进行防水防盐雾设计。常规的MOS管及整流管的损耗过大，严重限制了电源效率的提高和体积的减小。因此，采用了全桥移相软开关和变压器副边同步整流技术[4]，对所采用功率器件物理特性及电特性进行了优化设计及选型。变压器原边采用2颗SPW47N60CFD进行并联，变压器副边全桥同步整流及后端自主均流用开关管采用用4颗SuperSO8封装的BSC046N10NS3G并联，此MOS管导通阻抗、寄生电容及尺寸都非常小，极大地减小了开关及导通损耗，减小了样机体积，并且具备短时间2倍过载能力，极大程度地提高了电源效率、减小了电源的体积和重量。

由于输出的是低电压大电流，热损耗在所难免，样机需要自散热，无法提供强迫风冷及液冷条件，只能通过热传导方式，而器件温度是影响器件寿命的最大因素。因此，采用了铝基板作为器件安装散热基板，使器件产生的热量及时有效的导出，降低了器件温度，提高了产品可靠性。

3 实验结果及结论

图4、图5为样机相关性能的测试结果，其中图4为在3个不同电压及频率条件下，不同负载情况的电源转换效率曲线。从图中可以看出，100 V/750 Hz输入情况下效率最低，当负载功率达到额定功率的29.5%时，整机效率就超过了90%；200 V/1 175 Hz输入情况下，在64%额定负载处，整机得到了最高效率95.7%，而后由于输出电流进一步加大，输出损耗加大，效率缓慢降低。

图4 不同输入电压及频率下效率曲线

图5为在额定4 kW负载条件下，输入电压范围在100 V/750 Hz～300 V/1 700 Hz变化时的电源转换效率曲线。在额定负载条件下，200 V/1 175 Hz输入时得到整机系统的最高效率95.07%。

常规宽范围输入隔离低压大电流输出大功率电源典型最高效率为92%[5]，而本机整机额定负载状态最高效率为200 V/1 175 Hz条件下得到的95.07%，变换效率提高大于3%。可见，本文通过运用四路交错boost+移相全桥+同步整流的隔离型高频全功率变换拓扑结构、新工艺、新器件及铝基板散热技术，满足了特种无人飞机对电源高效率、高功率密度、宽输入电压范围以及低压大功率输出的需求。

图5 不同输入电压及频率下效率曲线