一种四开关升降压变换器的控制策略

赵乃新，王文宇

（齐齐哈尔大学 计算机与控制工程学院，黑龙江 齐齐哈尔 161006）

0 引 言

Buck-Boost变换器作为模块化电源的一种拓扑结构，大量应用于通信、新能源发电等领域。在实际的工程应用如光伏发电等新能源发电中，产生的直流电存在不可控性、间断时间长等缺点。受季节和气候的影响，直流变换器输入电压波动较大。因此，要求变换器具有较宽的输入电压范围[1]。

两级式拓扑广泛应用于实现宽输入电压范围的场合[2]，常采用Buck型变换器作为输入端，Boost变换器应用输出端的拓扑结构。但是，针对两级式拓扑结构，梁勇等[3]提出的两模式控制未考虑开关管实际占空比的影响。开关管的占空比在工程应用中受到开关器件频率的影响，占空比达不到极限，当变换器输入电压接近上限电压时，在切换区域出现输出电压失调的问题。李山等[4]提出了三模式切换的控制策略，通过在Buck和Boost两种变换模式间加入了一种非传统的升降压模式，提出了Buck-Boost变换器的三模式切换的控制策略，解决了电压失调的问题。但是，这种非传统的Buck-Boost模式中使用的MOSFET接受触发信号后具有可以双向导通的特性[5]，使得电感电流存在反向流动的情况，同样会造成输出电压的不稳定。由于Buck-Boost变换器的三模式切换复杂，目前尚未有文献建立精确的数学模型，使得Libin、Yang等[6-7]设计的这一类需要控制对象精确数学模型的控制方法无法使用。需要使用Anna、Aldo等[8-9]研究的这一类不依赖其数学模型而利用经验和知识整定参数的控制方法。适用于这种模型和切换策略复杂的变换器，在DC-DC变换器的控制中一般使用PID控制算法，以产生变换器工作时的控制信号[10]，模糊控制与PID控制二者结合可以对该类控制对象起到良好的控制效果。

1 四开关升降压变换器设计

1.1 主电路设计

电路拓扑结构如图1所示，S1和S2组成Buck单元，S3和S4组成Boost单元，设计S1、S2控制信号反相，S3、S4控制信号反相。针对MOSFET导通后电流，可以通过开关管双向流动的问题，在电感侧串联二极管阻断反向流动电流。

电路工作在Boost模式时，S1常闭，S2常开，S3、S4不同时通断，如图2（a）所示。输出电压为：

电路工作在Buck-Boost模式时，S1、S3同时通断，S2、S4同时通断，如图2（b）所示。输出电压为：

电路工作在Buck模式，S3常断，S4常通，S1、S2不同时通断，如图2（c）所示。输出电压为：

式（1）、式（2）及式（3）中，D为控制信号占空比。

图1 主电路及控制电路原理图

图2 三种模式下电感电流流动方向

1.2 切换策略设计

S1～S4的驱动波形如图3所示，并在图3中给出了3种模式输入电压的范围。根据输入电压的变化，相应的控制策略为：（1）当输入电压低于期望输出电压时，用Boost模式升高电压；（2）当输入电压高于期望输出电压时，用Buck模式降低电压；（3）在两模式中引入Buck-Boost模式，以达到平滑切换的目的。

开关管占空比为D，D∈[Dmin,Dmax]。规定Boost模式电源模块电压上限为ubmax，Buck模式电源模块电压下限为ubmin，并且有ubmax＜ubmin。当输入电压大小uin＜ubmax，电路工作在Boost模式输入范围[(1-Dmax)uo,(1-Dmin)]；当输入电压ubmax＜uin＜ubmin，电路工作在Buck-Boost模式，输入范围[(1-Dmax)uo/Dmax,(1-Dmin)uo/Dmin]；当uin＜ubmin，电路工作在Buck模式，输入范围[uo/Dmax,uo/Dmin]。

图3 开关管驱动波形图

取U1=ubmax-uin，U2=uin-ubmin为模式切换控制信号，控制图1中控制单元6个开关的通断来改变控制电路的拓扑结构，使得偏置电压和控制信号加在不同的开关管触发端，给应该常开或常断的开关管加恒定的正电压或负电压，给接收PWM波形控制的开关管接通控制信号的通路，从而实现对主电路模式切换的控制。相应的开关动作策略如表1所示，表中0表示断，1表示通。相应的仿真模型如图4所示。

表1 控制模块开关通断策略

2 模糊PID控制器设计

图4 控制单元仿真模型

PID控制具有结构简单、抗扰动能力强等优点。传统的PID控制参数的设计依赖于对控制对象建立精确的数学模型，对于较为复杂的DC-DC变换电路存在非线性、难建模的问题，给控制器的设计带来了困难。本文使用模糊PID控制的方法是PID差错控制技术中的一种，通过检测系统的动态变化调整Kp、Ki、Kd的参数，使其适应系统的动态变化，实时匹配被控对象。

取输出电压偏差e和电压偏差的变化率ec作为控制器的输入，计算后的输出量为ΔKp、ΔKi、ΔKd。由于模糊规则难以通过具体的数学逻辑推导，故进行大量的仿真实验得到如表2～表4所示的关于比例、积分、微分的规则表。其中，字母含义为：NB（负大）、NS（负小）、ZO（零点）、PS（正小）、PB（正大）。利用Matlab的模糊工具箱，建立mamdani型模糊控制器，隶属函数选取高斯型，使用面积中心法解模糊。

表2 比例环节模糊规则表

表3 积分环节模糊规则表

表4 微分环节模糊规则表

3 仿真实验

在Simulink平台上搭建仿真电路。负载电阻8 Ω，L=7.23×10-6H，C=0.26×10-3F，开关频率50 kHz，电感电流不连续。输入电压分为3个阶梯20 V、40 V、70 V，uo= V，设Dmin=0.2，Dmax=0.8。

输出电压如图5所示。输入电压20 V时，电路工作在Boost模式；输入电压40 V时，电路工作在Buck-Boost模式；输入电压70 V时，电路工作在Buck模式。如图5（a）所示，实验电路在电感侧串联二极管阻断了电流反向流动；如图5（b）所示，实验电路未在电感侧串联阻断反向电流的二极管，输出电压波动大于图5（a）。在Dmin=0.2，Dmax=0.8时，普通的Buck-Boost变换器输入电压范围在0.25uo～4uo，而本文设计的变换器的输入电压范围可达0.2uo～5uo，输入电压范围在原基础上增加了28%的输入范围。

图6（a）为使用Ziegler-Nichols法整定参数的PID控制，在Boost模式下输出电压纹波较大且模式切换时的电压突变较大。图6（b）为本文所用模糊控制方法整定PID参数，在Boost和Buck-Boost模式下减小了输出电压纹波和切换电压突变。

4 结 论

通过变换器3个模式的切换，实现对电源电压变化的动态适应，同时实现了宽输入电压范围的设计目标。在电感侧串联二极管阻断反向电流，使得变换器在电感电流反向流动的情况下依然能够稳定输出工作电压。使用模糊控制的方式对Kp、Ki、Kd进行调节，适应变换器在不同工作模式下的控制需要，具有比固定参数的PID控制器更好的稳态控制性能。通过这3方面的设计，能够实现这种宽输入电压范围的Buck-Boost变换器输出电压的稳定。

图5 输出电压和电流波形

图6 两种控制方法下输出电压比较