猝发通信特征帧结构与快速同步设计*

余福荣，陈 江，王静雨

（1.航天恒星科技有限公司，北京 100194；2.北京大学 信息科学技术学院，北京 100871）

0 引言

目前，常用的武器装备通信体制基本为连续通信体制，在通信过程中易被敌方侦测、侦听，可能造成通信被敌方干扰、截获，甚至导致被敌方定位、拦截。因此，在作战过程中的信息传输需要具备较好的隐蔽特性。猝发扩频通信具有发射时间随机、持续时间短、频谱隐蔽好等特点。从时域和频域实现隐蔽通信，可大幅提高武器装备突防能力和战场生存能力。

国内外已开展了猝发通信相关技术研究[1-9]。其中，文献[7]采用较长的导频特征引导序列，捕获同步时间较长，容易被非法检测，存在安全风险。为了降低猝发通信捕获时间，满足资源受限的工程应用与高安全要求，提出了一种新的特征帧结构与快速同步方法，实现了大频偏下高可靠快速猝发通信。

1 可变帧长猝发信号特征帧结构设计

由于猝发通信采用短时非连续的信号传输，信号持续时间短，要求接收端根据接收到的单帧猝发特征信号完成快速捕获同步与频偏估计，以便恢复有效信息。因此，需要在猝发信号帧中加入特征信息，在接收数据的同时进行信息处理，实现快速同步和频偏估计。

为了满足不同武器装备信息量传输需要，设计了可变帧长的猝发信号特征帧结构。特征帧结构由特征引导头、数据部分与特征帧尾组成。数据部分包括帧类型与数据段。数据段多少可根据实际需要选择。具体的可变帧长猝发信号特征帧结构见图1。

图1 可变帧长猝发信号特征帧结构

根据工程需求，设计有效数据长为40 bit 短帧、80 bit 中帧、160 bit 长帧，分别包含1、2、4 个数据段，直扩码速率为10 Mchip/s，猝发帧结构各段具体说明如下。

（1）特征引导头：长度为16 384 chip，用于检测信号的存在性、精估计定时信息、粗估计频偏，采用PN1（m 序列）和PN2（Walsh 码）两层扩频的序列，具体设计见后续1.1 章节的特征引导头设计。

（2）数据部分：为通信有效数据部分，帧类型长度为4 096 chip，单个数据段长度为20 480 chip，采用PN1 和PN3（m 序列）的两层扩频，具体设计见后续1.2 章节的数据部分设计。

（3）特征帧尾：长度为16 384 chip，用于配合帧头估计频偏，提高频偏估计精度，采用PN1（m序列）和PN3（m 序列）的两层扩频，具体设计见后续1.3 章节的特征帧尾设计。

需要注意：①PN1：长度64，补零的m 序列，速率10 Mcps；②PN2：长度256，Walsh 序列，速率为10 Mcps/64=156 kcps；③PN3：长度242，m 序列，采用长码截短，速率10 Mcps/64=156 kcps。

1.1 特征引导头

采用PN1 和PN2 的两层扩频序列PN1×PN2，先对数据（在帧头部分为全+1）用外码PN2 进行直接序列扩频（PN2 的各个chip 是图2 中的C1，C2…C256），然后再对已经扩频的符号用内码PN1 进行扩频。采用两层扩频的特征引导头设计见图2。

图2 采用两层扩频的特征引导头设计

PN1：长度为26的m 序列，速率10 Mcps。使用移位寄存器实现时，反馈抽头为[1，6]；在补零（把长度为5 的连零补充为6 连零）后，序列为：

1010110011011101101001001110001011110010 100011000010000001111110。

PN2：长度256 的Walsh 序列，是Walsh 矩阵W8的某一行（不同的发射机使用不同的行），速率为10 Mcps/64=156 kcps。

具体来说：

显然，W8的每一行都是长度为256、由+1 和-1组成的二进制序列。

为了便于发射机做后续运算，将[+1，-1]映射为[0，1]。在理想同步的条件下，walsh 序列的自相关性是理想正交的（任意两行之间的相关是零）。Walsh 序列是恒幅度信号，可以只使用1 bit 量化；Walsh 序列做相关运算的“乘-加运算”可以简化为“加-减运算”，因此能极大提高相关运算的速度，实现快速捕获同步。

1.2 数据部分

数据部分包括数据类型与数据段。采用PN1 和PN3 的两层扩频，即先对数据用外码PN3 进行直接序列扩频，然后对已经扩频的符号用PN1 进行扩频。

帧类型用于声明数据帧长，有相当于数据段8个比特的长度符号，重复编码后和数据段一起扩频。

数据段中，每个数据段有效数据为40 bit，每帧可以有1、2 或4 个数据段。全部数据一起进行信道编码和扩频。当所传数据长度小于40 bit 的整数倍时，通过补零来对齐长度。

1.3 特征帧尾

在猝发通信帧结构中增加帧尾，帧尾采用与数据段完全相同的两层扩频方式（PN1×PN3）扩展到10 Mcps，只不过其中的数据是固定的“-1”。帧尾序列的长度为16 384，通过增加帧尾可以大大提升频偏估计精度。

图3 是对不同帧结构设计对互相关峰检测的仿真分析。互相关峰仿真是无噪条件、仅加入频偏时互相关值g´随频偏Δf变化的情况。其中，横轴是频偏，纵轴是无噪、未归一化时的互相关值g´。

图3 中4 个互相关峰检测对应的帧结构分别为：①只使用长度为16 384 的帧头；②只使用长度为16 384 的帧尾；③帧头和帧尾一起使用；④帧头和帧尾分别放在帧的头部和尾部。仿真时，帧头和帧尾使用的都是幅度为1 的随机相位复数波形。

图3 不同的帧结构下互相关值g´对比情况

从仿真结果可以看出：仅使用帧头可以在Δf=0处获得相关峰，但峰并不尖锐；在有噪条件下，估计频偏的误差会较大；仅使用帧尾，则能量更小，且分辨力同样不足；使用较长的帧头，分辨力略有提高，且最大峰值也越高；把帧头和帧尾放在帧的两端，获得的分辨力最高。根据上述仿真与分析可知，有必要在帧结构中增加帧尾，并且采用帧头和帧尾放在帧的两端的帧结构设计较合理。

2 猝发通信快速同步

2.1 信号快速捕获同步

由于采用了两层扩频的特征引导帧头设计，使得接收机可使用大量并行的选择性加法（或减法）和少量的乘法运算实现快速捕获与解扩。

在接收机中一边接收一边捕获，采用互相关运算检测特征帧头。检测时，需要使用接收机的本地序列和接收到的信号计算互相关，即计算的统计量为：

式中w(i)是与r(n)一样的本地序列。因为w(i)中并不含噪声，因此噪声较高时，统计量的信噪比不至于有明显的亏损。然而，当接收信号r(n)中存在较大的未知频偏Δf时，由于w(i)中并未包含频偏信息，因此互相关统计量g´(n)将随频偏Δf快速恶化。为解决大频偏问题，本项目采用分段假想频偏互相关检测方法，具体实现方法如下。

（1）可以预设w(i) 序列进行“各种假想的频偏δfm”，得到具有频偏的本地序列Wm(i)=w(i)*exp(jδfkt)；

（2）计算各种预设频偏的本地序列wm(i)和接收信号的互相关：

采用两层扩频的帧头设计，需要进行两个尺度的解相关运算。先以10 Mcps码片速率进行PN1内码的解相关运算（只需做64个样点的复数乘法和加法）；然后以码片速率/64=156 kcps的速率进行PN2外码的解相关运算（只需做256个样点的复数乘法和加法），运算复杂度大大降低。同时，通过将先前解相关运算的结果存储起来，以便后续的运算使用，可减少重复计算，提高计算速度；通过将复数乘法分解为选择性加法和选择性减法，极大降低了运算复杂度，实现了快速帧头检测。

对于δfm的选定，设计分析如下：

（1）互相关g´是δf的非单调函数，在δf=0时存在峰值，两侧随δf绝对值的变大而振动趋零。它的半峰宽是积分时间的倒数。在实际仿真和接收时，计算的g´中还包含大量的噪声。噪声越大，考虑信噪比，互相关的峰值必须高于噪声本底，从而确定了积分时间的下限；

（2）从频偏估计精度的需求角度来说，δfm的间隔自然是越小越好。为了在噪声本底中凸显互相关的峰值，{δfm}中的某一个应该充分贴近真实频偏。但是，δfm的间隔越小，意味着计算量越大。因此，当算法一定的条件下，δfm的最小值受限于接收机的复杂度。

综合上述考虑，当帧头长度（也就是初次捕获时所用的互相关计算时间）大约为2 ms 时，相对比较折中的δfm间隔为半峰宽1/2 ms=500 Hz 的数量级。

2.2 信道估计、补偿与解扩

完成帧头捕获的同时，也完成了频偏的粗估计，需要进一步信道估计、补偿与解扩，具体步骤如下。

（1）频偏粗估的补偿。根据捕获帧头时所获得的最大峰值处的δfm0，对整帧信号乘以频率为-δfm0的复数序列，使得处理后整帧只剩下[-δf/2，+δf/2，]的残余频差。

（2）频偏精估。因为扩频码已经完成同步，不再需要估计时偏位置，所以仅需使用确定的本地码序列进行对应的相关运算；把最小频率δf大幅度缩小（实际使用中降为粗估的1/20），估计的精度提高了约20 倍。

（3）频偏精估后的补偿。采用精估的频率间隔，进行频偏精估后的补偿。

（4）相偏与幅度估计和补偿。估计信道符号的强度和相位偏转，对精估频偏补偿后的数据计算其星座图分布。相应的修正幅度偏大，则调小；相偏为多少度，则乘以相反的相偏；反之亦然。

（5）双层解扩。通过使用本地双层PN 码对做完信道估计补偿后的有效数据信号进行双层解扩。

3 性能测试

为了分析本文设计的算法性能，在猝发通信原理样机上进行测试验证，其中可变帧长猝发信号特征帧结构运行在发射端原理样机上，猝发通信快速同步算法运行在接收端原理样机上。

3.1 捕获引导头时间

猝发通信发射端与接收端通过有线连接测试，发射端与接收端分别设计测试点1 与测试点2。在发射端发送完猝发信号后，通过测试点1 发一个结束脉冲信号；接收端捕获到特征引导头后，通过测试点2 发一个捕获脉冲信号；将示波器连接到测试点1 与测试点2，捕获引导头时间T为测试2 输出脉冲信号时刻T1减去测试1 输出脉冲信号时刻T0。采用单随机扩频序列（m 序列）特征引导头与采用两层扩频序列特征引导头捕获对比测试结果如表1 所示。

由上述测试结果可知，采用两层扩频序列特征引导头的猝发信号特征结构具有较好的性能。特征引导头捕获时间短，猝发信号同步快，且工程实现时需要FPGA 硬件资源少。

表1 捕获引导头时间对比测试

3.2 捕获概率测试

在信噪比Eb/N0=8.0 dB 下，分别对有效数据40 bit 短帧、80 bit 中帧、160 bit 长帧的猝发通信进行捕获测试。根据测试需要，在发射端通过上位机测试软件控制，循环发送猝发通信数据帧，猝发时间间隔为2 s；在接收端将接收到有效数据输出到上位机，由监测软件进行统计分析。捕获概率测试结果见表2。为了验证可靠性，对160 bit 长帧进行了2 个多小时（7 642 s）的长时间测试，测试统计如图4 所示。

表2 信噪比Eb/N0=8.0 dB 下捕获概率测试

图4 160 bit 长帧猝发通信测试

上述测试结果可见，采用本文设计的特征帧结构与快速同步方法的猝发通信具有较高的可靠性；在原理样机上进行了2 个多小时的长时间测试，结果满足大多数武器装备实际工作时间要求。

4 结语

本文设计的猝发通信特征帧结构与快速同步采用“帧头+帧尾”特殊帧结构设计、两层扩频以及分段频偏粗估与精估技术，通过2 的整次方扩频设计与特殊的映射设计，极大减少了计算复杂度，具有猝发时间短、捕获快速快、占有资源少等特点，并在原理样机上通过了长时间的可靠性测试，具有高可靠性和工程应用价值。