一种模块化多电平电力电子变压器及其控制策略研究

周 彬, 徐靖楠, 郭 旋

(南京工程学院, 江苏 南京 211167)

0 引 言

电力电子变压器(Power Electronic Transformer,PET)作为一种新型变压器,广泛应用于交直流混合配电网,为分布式电源的接入提供并网端口。随着分布式可再生能源、储能技术以及直流配电网组成的交直流混合配电网快速兴起,PET作为交直流混合配电网的关键设备-能量路由器,引起了国内外学者的广泛研究[1-3]。

近年来,针对PET的研究热点主要集中在拓扑结构[4-7]和控制方法[8-11]两方面。拓扑结构方面,文献[4-5]论述了基于传统的两电平或三电平电压源的换流器型电力电子变压器,结构虽然简单,但不能进行冗余设计,不适用于中高压电压等级;文献[6-7]论述了级联H桥型多电平电力电子变压器,虽然应用的电压等级更加宽泛,但结构复杂、控制算法复杂。控制方法方面,文献[8-9]采用基于PI双闭环控制来实现对dq轴的独立控制,虽然系统响应性能好,但对参数变化敏感,且解耦计算复杂,难以实现完全解耦;文献[10-11]设计了PR控制,解决了交叉解耦问题,但抗干扰能力较差,鲁棒性不强。

本文首先介绍了模块化多电平电力电子变压器的拓扑结构,并建立其在d-q轴坐标系下的输入级和输出级数学模型。然后提出一种基于反馈线性化与变结构控制器的输入级、输出级控制策略,解决了PET传统情况下基于PI控制的交叉解耦控制策略鲁棒性差、控制系统复杂等缺点。最后通过仿真结果分析,验证了所提控制策略的有效性及优越性。

1 MMC-PET拓扑结构及数学建模

MMC-PET拓扑结构如图1所示。MMC-PET主要由输入级、隔离级和输出级三部分组成。输入级采用MMC拓扑结构,隔离级采用输入串联输出并联(ISPO)隔离型DC-DC变换器拓扑结构,输出级采用三相电压源型逆变器(VSC)拓扑结构。输入级MMC通过子模块的级联,使得电力电子变压器能够适用于中高压、大功率场合;并且通过对输入级的控制,能够完成PET单位功率因数运行。隔离级通过将输入级输出的直流高压经过H桥逆变成高频方波,然后耦合到变压器二次侧,最终再经过H桥整流成低压直流。输出级主要将低压直流逆变成低压交流供交流负荷使用,或者提供一个端口给分布式电源接入。

1.1 MMC-PET输入级数学建模

MMC-PET输入级等效电路如图2所示,每相由2个桥臂组成。每个桥臂由n个半桥子模块(HBSM)和1个限流电感L0构成[12]。

由图2的等效电路可知,可以依据基尔霍夫电压定律得到

(1)

式中:usj——网侧交流电压;

uj、ij——MMC换流器输入端电压和电流;

Rs——线路的等效电阻;

Ls——线路的等效电感。

对式(1)进行dq变换可以得到

(2)

式中:usd、usq——网侧交流电压d轴和q轴上的分量;

ud、uq——MMC输入端电压在d轴和q轴上的分量;

id、iq——MMC输入端电流在d轴和q轴上的分量。

1.2 MMC-PET输出级数学模型

MMC-PET输出级等效电路如图3所示,主要由三相DC/AC逆变器和LC滤波电路组成。

根据基尔霍夫电压定律可得:

(3)

式中:Uj、Ij——三相DC/AC逆变器的输出电压和电流;

U1j——三相负载的电压;

Rf——输出级输出线路的等效电阻;

Lf——输出级输出线路的滤波电感。

对式(3)进行dq变换可以得到

(4)

式中:Ud、Uq——三相DC/AC逆变器的输出电压在d轴和q轴上的分量;

Id、Iq——三相DC/AC逆变器的输出电流在d轴和q轴上的分量;

U1d、U1q——三相负载的电压在d轴和q轴上的分量。

(5)

式中:Cf——三相DC/AC逆变器输出线路的滤波电容;

I1j——三相负载的电流。

对式(5)进行dq变换可以得到

(6)

式中:I1d,I1q——三相负载的电流在d轴和q轴上的分量。

2 MMC-PET控制策略

2.1 输入级控制策略

MMC-PET输入级控制目标是使直流侧母线电压稳定并且能够提供无功补偿,因此采用交叉解耦的双闭环控制。同时,本文采用基于最新电平调制技术的电容电压平衡控制策略,来实现输入级MMC均压控制[13]。

由式(2)可见,id、iq互相耦合,为了使系统解耦,现在主流使用的交叉解耦控制主要是基于PI控制,其参数适用范围有限,并且由于控制器中存在包含参数的反馈系数,使得交叉解耦鲁棒性不强。

(7)

其中:

关于上述的非线性系统,经过计算其向量相对阶(r1+r2=1+1=2)与系统的阶数相等,因此给定输出函数就可以使得系统能够精确反馈线性化[14-15]。

选择新的控制变量v和非线性变换坐标Z[16]:

(8)

(9)

系统解耦并降阶为一阶线性系统:

(10)

(11)

由趋近律可以得到

(12)

式中:Sat(x)——饱和函数。

综上可以得到,子系统的滑模控制律为

(13)

为了减小系统抖动,ε1、ε2取值应足够小;而为了保证能有足够的收敛速度,应同时增大k1、k2。

由此可以得到,控制输出为

(14)

因此,MMC-PET输入级控制框图如图4所示。

2.2 隔离级控制策略

隔离级采用m个结构相同的DC/DC变换器通过输入串联输出并联(ISPO)的方式连接组成。每个DC/DC变换器由单相全桥逆变器、高频变压器和单相全桥整流器构成。对于MMC-PET隔离级的控制主要是采用开环控制将直流变换成占比为50%的高频方波,通过将MMC-PET输入级输出的直流高压通过H桥逆变成高频方波,然后耦合到变压器二次侧,最后再通过H桥整流成低压直流。

2.3 输出级控制策略

MMC-PET输出级控制同样采用PI电压外环和反馈线性化与变结构控制电流内环相结合的控制结构。电压外环实现工频交流电压稳定输出,电流内环实现对滤波电感的反馈电流和负载电流前馈补偿电流进行无静差跟踪。对于MMC-PET输出级控制策略,可参考MMC-PET输入级控制策略的设计方法。MMC-PET输出级控制框图如图5所示。

3 仿真测试及结果分析

搭建图1所示拓扑结构的MMC-PET系统仿真模型,其中MMC-PET的输入级控制、隔离级控制以及输出级控制则分别采用本文所提出的控制策略。其中MMC-PET输入级交流电压为10 kV,额定容量为2.5 MVA;中压侧直流电压为20 kV,低压侧直流电压为1.5 kV,低压侧逆变器输出电压为0.38 kV。具体仿真参数及PI控制器参数分别如表1～表4所示。

表1 MMC-PET 输入级仿真参数

表2 MMC-PET隔离级仿真参数

表3 MMC-PET输出级仿真参数

表4 PI控制器参数

3.1 MMC-PET输入级仿真

MMC-PET输入级仿真波形如图6所示,其中图6(a)为网侧电压波形,相电压峰值为8 165 V;图6(b)为直流侧输出电压波形,电压值稳定在20 kV,波动值小于1%;图6(c)为稳态运行时a相电压和电流的波形,可得到电网侧电压和电流相位是相同的,MMC-PET以单位功率因数运行。

3.2 MMC-PET隔离级及输出级仿真

MMC-PET隔离级及输出级仿真波形如图7所示,其中图7(a)为隔离级低压侧直流输出电压,电压值稳定在1.5 kV,波动值小于1%;图7(b)为输出级输出的三相交流电压波形,相电压峰值为311 V,abc相依次滞后120°;图7(c)和图7(d)分别为三相交流电流波形和负载功率波形。从仿真波形可以看出,采用前文设计的控制策略,输出级输出的波形质量较好。

3.3 不同控制方法的对比仿真

输入级功率变化情况下的仿真波形如图8所示,其中图8(a)为输入级无功功率变化情况,具体参数初始状态给定输入级无功功率为158 kvar,即网侧输入级功率因数为0.85;1.7 s时输入级无功功率变为-158 kvar,即网侧功率因数变为-0.85;1.8 s时输入级无功功率变为0 kvar,即保持单位功率因数运行。图8(b)为此种运行工况下,基于传统PI控制和基于反馈线性化与变结构控制两种不同控制方法下的输入级dq轴电流分量对比仿真波形。从仿真波形可以看出,采用前文设计的基于反馈线性化与变结构控制的方法比基于传统PI控制的方法具有更强的鲁棒性和快速的响应能力。

4 结 语

电力电子变压器作为交直流混合配电网的关键设备,得到广泛的关注。本文针对电力电子变压器传统情况下基于PI控制的交叉解耦控制策略鲁棒性差、控制系统复杂等缺点,设计一种基于反馈线性化与变结构控制的MMC-PET控制策略。通过构造出PI电压外环和反馈线性化与变结构电流内环相结合的新双闭环控制结构,以实现对MMC-PET输入级和输出级控制,使得MMC-PET输入级和输出级既保留了交叉解耦快速性与解耦性的特点,又提高了鲁棒性,对交直流混合配电网的建设具有一定的实用价值。