一种X波段双圆极化天线的设计

徐慧文 盛卫星 严彬云

(南京理工大学 南京 210094)

0 引言

微带天线兴起于上世纪70年代，现已成为多种通信、雷达系统中的关键器件。微带天线剖面低、重量轻、成本小、易于集成，但传统微带天线带宽窄，无法适应宽带化的通信系统发展潮流。大量科研工作者提出了多种拓宽微带天线带宽的方法。

相比于线极化天线，圆极化天线传输的信号更稳定，能在雾、雨、雪等恶劣天气下提高较好的信号传输。圆极化波不仅受电离层法拉第旋转效应的影响小，还可以有效地降低多径反射的干扰。圆极化天线可接收任意的线极化波，圆极化波也可以被任意线极化天线接收。因此，圆极化收发天线安装姿态灵活。性能优异的圆极化天线广泛应用于多种通信器件和系统，例如：北斗导航系统、气象卫星等。旋向正交性是圆极化波的重要特性，圆极化波入射到对称目标时，反射波变为反旋向的圆极化波。双圆极化天线可通过切换不同馈电端口来辐射不同旋向的圆极化波，在雷达、卫星通信等领域有广阔的应用前景。

近年来，双圆极化天线的设计吸引了众多学者的关注，多种双圆极化天线结构积极涌现。其中，利用十字形、米字形缝隙耦合馈电的双圆极化天线阻抗带宽性能佳。然而，左、右旋端口共用一条馈线，提高两个端口的隔离度是这类双圆极化天线的一大设计难点[1-3]。在方形宽缝天线的地板上引入两个对称的L形枝节也可实现双圆极化特性。双圆极化缝隙天线具有双向辐射特性，可获得43.8%的圆极化带宽但带内增益较低[4]。多模馈电是构建双圆极化天线的一种新方法，但是圆极化带宽仅有1%[5]。周期排列的超表面单元也可应用于双圆极化天线。超表面技术增大了双圆极化天线的带宽，但是单元天线尺寸较大，限制了天线的应用[6]。

阵列天线将一系列单元天线按照特定排列方式组合在一起。与单个天线相比，阵列天线的增益提高，作用距离显著增大[7]。本文结合小型化宽带耦合器和圆形贴片，设计了一种低剖面的双圆极化微带天线。通过切换馈电端口辐射左、右圆极化波。三分支定向耦合器能在较宽的频带内提供等幅正交的信号，极大地降低了工作频带内的轴比。另一方面，双馈点技术增大了天线的圆极化带宽[8]。进一步地，扩展单元天线为1×16的线阵，仿真十六元线阵的性能。

1 单元天线设计

双圆极化单元天线主要由圆形贴片和三分支定向耦合器组成，借助HFSS15.0完成天线模型的仿真和优化。定向耦合器理论是单元天线设计的基础，首先分析文中的小型化定向耦合器。

1.1 定向耦合器基本理论

作为一种常见的功率分配元件，理想情况下分支线定向耦合器的4个端口都是匹配的。若端口1为输入端口，则同一侧的端口4是隔离端口，没有信号输出。端口2、端口3输出幅度相等、相位相差90°的信号，平均分配端口1输入的信号。双分支定向耦合器是最常用的分支线定向耦合器，结构简单但工作带宽有限。增大并联枝节的数目可以极大地拓宽耦合器的带宽，图1展示了三分支定向耦合器的结构。

图1 三分支定向耦合器

三分支定向耦合器具有对称性，任一端口都可作为输入端口，隔离端口为同侧的另一端口；另一侧的两个端口为输出端口，用奇偶模法可推出三分支定向耦合器的S参数矩阵。

传统三分支定向耦合器的输入、输出端口间相距约1/2波导波长，无法满足小尺寸单元天线的需要。在耦合器横向的1/4波长线上并联低阻抗枝节，采用T形等效法减小三分支定向耦合器的尺寸。图2给出了小型化三分支定向耦合器的结构。

图2 小型化三分支定向耦合器

微带线、带状线定向耦合器广泛应用于多种天线、通信器件，本文采用的是微带线三分支定向耦合器。较之微带耦合器，带状线耦合器增加了一层金属地，结构更复杂且加工成本更高。

1.2 单元天线结构

图3给出了双圆极化单元天线的结构图。小型化定向耦合器的两个端口即为单元天线的两个馈电端口。为了减少连接处的信号反射，运用渐变线构造三分支定向耦合器的中间枝节。定向耦合器另一侧的两个端口输出幅度相同、相位相差90°的波，通过金属化通孔连接至顶层的圆形贴片。进一步地，圆形贴片上生成两个等幅正交的模式，即为单元天线辐射圆极化波的基本原理。耦合器切换馈电端口，圆极化波的旋向也随之改变。单元的端口1馈电，端口2接匹配负载时辐射右旋圆极化波(RHCP)；端口2馈电，端口1接匹配负载时辐射左旋圆极化波(LHCP)。

图3 单元天线示意图

金属化通孔是连通三分支耦合器和圆形贴片的关键结构。实际加工中，地板蚀刻出围绕金属化孔底层孔盘的隔离环，保证信号层与地板的隔离。隔离度是双圆极化天线的关键性能，金属化通孔与圆形贴片连接处的阻抗匹配对隔离度有显著的影响。因此，金属化孔的位置、孔径、耦合器焊盘的大小、地板层隔离环的大小都影响了单元天线两个端口的隔离度，需要综合考虑这些变量以获得最佳的隔离度性能。

图3(b)给出了单元天线的侧视图。设计单元天线为阶梯型结构，便于加固SMP连接器。加工过程中，压合厚度相差较大的两层介质基板，很可能会导致平整度降低。本文的单元天线由厚度0.762mm、0.508mm的RO 4350B和半固化片RO4450F压合成上层介质基板，三分支定向耦合器印刷在厚度0.508mm的RO 4350B上。单元天线的厚度为2.694mm，约为0.09倍自由波长，具有低剖面，易共形的优点。

1.3 单元天线的仿真结果

明确重要结构参数对天线性能的作用，优化单元天线的阻抗匹配、隔离度和轴比AR，表1中列出了单元天线最佳的结构参数值，图4给出单元天线的S参数仿真曲线。

表1 单元天线结构参数

参数R1R2R3W1W2W3W4W5L1L2L3L4L5取值(mm)3.800.900.851.100.241.050.390.504.592.306.2015.9013.77

观察图4(a)，满足S12≤-10dB、S21≤-10dB的频段为9.5～11.0GHz。S12、S21表征了两个馈电端口之间的隔离度，只有两个端口的回波损耗、端口间隔离度都优于-10dB的频段是双圆极化天线的工作频段。观察图4(b)，在9.5～11.0GHz频带内，仿真得到S11≤-15.5dB、S22≤-15.7dB。因此，单元天线的工作频带为9.5～11.0GHz，相对带宽14.63%。两个端口的阻抗匹配性能非常好，反射到馈电端口的信号很少。另一方面，S11、S22曲线差异很小，变换馈电端口单元天线的增益变化小。

图5给出了单元天线的轴比随频率变化的曲线。轴比是衡量圆极化天线性能优劣的重要指标。工作频带9.5～11.0GHz内，左旋、右旋圆极化波的轴比都小于2.04dB。单元天线辐射的圆极化波轴比较低，圆极化性能优越。

图6给出了中心频点10.25GHz的归一化方向图。辐射右旋圆极化波时，XOZ面和YOZ面的半功率波束宽度分别为98.5°、96.7°；辐射左旋圆极化波时，XOZ面和YOZ面的半功率波束宽度分别为97.8°、96.9°。9.5～11.0GHz频段内，单元天线最高增益为5.4dBi。

图4 单元天线的S参数

图6 中心频点的归一化方向图

图5 单元天线的轴比

2 阵列天线设计

在已完成单元天线设计的基础上，将单元天线排列成的十六元阵列。所有阵元等幅同相馈电，借助HFSS15.0仿真十六元阵列的性能。图7给出了十六元阵列的结构图。

图7 十六元线阵结构图

依据各个参数对单元天线的作用规律优化天线阵列，观察阵列的回波损耗、隔离度、轴比和方向图。图8给出了十六元阵列的S参数。

观察图8(a)，每个单元左、右旋端口间隔离度都优于-10dB的频段为9.6～10.9GHz。图8(b)给出了十六元阵列每个端口的阻抗匹配性能。在9.6～10.9GHz频段内，所有端口的回波损耗都优于-12.91dB，端口阻抗匹配性能较好。十六元阵列的工作带宽为9.6～10.9GHz，中心频点10.25GHz，相对带宽12.68%。

图8 十六元阵列的S参数

图9给出了十六元阵列的轴比曲线，十六元阵列在工作频段内的轴比小于2.61dB；右旋圆极化、左旋圆极化轴比曲线在9.6～10.9GHz相差很小，左、右旋端口的一致性好。

图9 十六元阵列的轴比

图10给出了十六元阵列在中心频点10.25GHz处的方向图。XOZ面和YOZ面的波束宽度分别为79.7°和5.76°；在工作频段9.6～10.9GHz内，辐射右旋圆极化波时，十六元阵列的最低增益为16.74dBi，高增益为18.16dBi；辐射左旋圆极化波时，十六元阵列的最低增益为16.73dBi，最高增益为18.17dBi。

图10 十六元阵列中心频点的方向图

3 结束语

本文设计了一种X波段双圆极化微带天线，运用小型化三分支耦合器对圆形贴片馈电，实现双圆极化特性。仿真结果表明，单元天线S11(S22)、S12(S21)均小于等于-10dB的工作频带为9.5～11.0GHz，带内轴比小于2.04dB，相对工作带宽为14.63%。辐射右旋圆极化波时，测得XOZ、YOZ面的半功率波束宽度分别为98.5°、96.7°；辐射左旋圆极化波时，测得XOZ、YOZ面的半功率波束宽度分别为97.8°、96.9°。并将单元天线组成十六元线阵，仿真了阵列天线模型。十六元阵列工作频带为9.6～10.9GHz，相对带宽为12.68%，十六元阵列工作频带内轴比小于2.61dB，最高增益为18.16dBi。