具有可重构特性的陷波超宽带天线设计与研究*

南敬昌, 王加冕, 赵久阳, 胡汗青, 杨 洁

(辽宁工程技术大学 电子与信息工程学院,辽宁 葫芦岛 125105)

0 引 言

自2002年,美国联邦通信委员会(FCC)将3.1～10.6 GHz的超宽带频段范围划归到民用频段后[1～3],超宽带技术便引起国内外学者的广泛关注。现有的这些窄带频段会在超宽带系统的不同频段内对超宽带系统的工作产生干扰。为滤除这些频段的干扰,研究人员采用天馈系统,即在超宽带天线处连接滤波器,产生的总响应能在需要抑制的频段处达到陷波特性,但该方法由于制作成本高且设计复杂渐渐地成为历史。后来,人们发现在超宽带天线上采用添加寄生单元[4～6]、引入匹配枝节[7～9]、开槽[10～14]等方法也能实现陷波特性。加入匹配枝节,由于枝节长度的限制会导致陷波频率不能太低；而引入寄生单元,又会增大天线辐射面的尺寸；但开槽不仅不会增加天线辐射面的尺寸,结构相对简单,对频带内的阻抗匹配影响也比较小,所以,现在经常使用的方法就是在辐射贴片、馈线、或者接地板上开槽。文献[15]提出在天线上开圆弧型H槽,这种结构不仅能够很好地抑制干扰频段,同时陷波的中心频率也比较容易控制,但其结构复杂,尺寸较大。文献[16]和文献[17]分别通过在贴片上开U形槽、C型槽、L型槽、E型槽得到双陷波特性,但这些形状的开槽方式不能很好地控制陷波的中心频率且尺寸较大。基于互补开口谐振环(CSRR)的超宽带天线[18]虽然能得到双陷波特性,但它的陷波带宽不能将干扰频段覆盖完全。

本文基于文献[19]的设计思路,设计了具有可重构的双陷波特性的超宽带天线。采用在辐射贴片上刻蚀开口圆环,在馈线上开倒U形槽的方法,分别在3.2～4.0 GHz和5.0～6.0 GHz频带范围内产生陷波。使用电磁仿真软件HFSS 13.0对本文设计的天线进行了建模仿真及优化,经对仿真结果进一步的分析,表明天线性能优良,可以应用在实际的超宽带系统中。

1 双陷波超宽带天线的基本原理

本文设计的天线结构如图1所示,天线的辐射单元为一个圆形金属贴片,介质基板是相对介电常数为4.4,厚度为1.5 mm的FR4板,由一个半径为R的圆形辐射金属贴片和50 Ω的微带线馈电,贴片上刻蚀一个宽度为d3,开口角度为θ3的开口圆环,圆环的内半径为r2。宽度为W1的馈线上开了一个总长为L2的U形缝隙,缝隙的宽度为s。接地板的宽度为t,长度为W,另外在接地板上开一个U形口,使得天线的阻抗特性变得更加平滑,同时也在一定程度上使回波损耗变大,具有良好的宽带匹配特性。

图1 天线结构

开口圆环及倒U形槽的引入相当于在天线中引入一个半波长谐振器,缝隙的长度选取为陷波中心频率处波长的1/2,此时天线的等效电路相当于产生了谐振,使得大量电流集中到槽的附近,天线会因为阻抗失配而不能辐射能量[19]。缝隙的总长度可以用式(1)近似计算,即

(1)

式中c为光速3×108 m/s，fnotch为陷波处的中心频率，εr为介质基板的相对介电常数。当S11<-10 dB,电压驻波比≤2时,认为天线的匹配较好。经过使用电磁仿真软件HFSS对开槽的各个参数进行优化,最终得到以下的最佳参数值,如表1所示。

表1 超宽带天线参数尺寸 mm

2 天线仿真结果与分析

2.1 接地板的U形结构参数

通过改变接地板的U形结构参数a(U形深度)和b(U形宽度),研究这些参数对天线的影响。由图2(a)可知当a=3 mm时得到的反射系数在超宽带频段内远离-10 dB的程度较好；同理,当b=2.89 mm时得到的结果比较好。

图2 不同深度和不同宽度下的反射系数

2.2 不同情况下的反射系数

图3是在其他参数不变,仅对接地板做出不同形状改进下的反射系数仿真图。由图3可知,未改进的矩形接地板和正弦型的接地板(把矩形接地板的上侧做成正弦的形状)的输入反射系数在超宽带频带范围内都出现了大于-10 dB的情况,而且未改进的矩形接地板的工作带宽大约为3.2～8.5 GHz,正弦型的接地板的带宽为5.0～7.0 GHz,都不能完全覆盖超宽带3.1～10.6 GHz的频带范围。而本文设计的切除两角以及开U形结构的接地板,其工作带宽为3.0～12 GHz,且在超宽带的频带范围内回波损耗都小于-10 dB,能够完全覆盖超宽带天线的频带范围。

图3 不同接地板形状的反射系数

2.3 开口圆环相关参数分析

图4(a)是通过改变金属贴片上引入开口圆环的宽度d3,研究不同的环宽对天线性能的影响。通过数据对比,发现随着d3长度的增加,陷波的中心频率向低频处搬移,当d3为1.6 mm时,在3.2～4.0 GHz频段内电压驻波比达到了6.5,产生了较深的陷波。用同样的方法对辐射贴片开口圆环内环长度l1以及开口角度θ3进行研究,由图4(b)可知,随着l1长度的增加,陷波的中心频率也向低频处搬移,而随着θ3角度的增大,陷波的中心频率却向高频处搬移。当l1=28 mm和缝隙宽度θ3=50°时,天线在3.2～4.0 GHz频段内的电压驻波比也达到了6.5,产生了较深的陷波。

图4 开口圆环相关参数分析

2.4 倒U形槽相关参数分析

研究发现,随着L3的增加,陷波中心频率往低频处偏移,选择L3为1.4 mm,此时在5.0～6.0 GHz处陷波频带较宽,且在3.2～4.0 GHz频带的陷波特性也比较好。随着L0的增加,陷波的中心频率往低频处搬移,且陷波深度有所升高,而需要的是在5.0～6.0 GHz处的陷波,所以选用的是8 mm时的L0。同理得到的倒U形槽的最佳宽度为s=0.1 mm。

图5 倒U形槽相关参数分析

2.5 陷波可重构特性研究

陷波可重构特性是指在天线中加入射频开关使得天线工作频段恢复到无陷波的状态,常见的射频开关有射频微机械(RF MEMS)和射频PIN二极管。PIN二极管一般应用于高频开关和可变电容器,PIN二极管在正的直流电压下呈现断开的电阻特性；在负的直流电压下呈高阻抗的电容器特性。因此常把PIN二极管作为射频开关使用[19]。由于HFSS仿真软件里没有PIN二极管开关元件,所以就用2个金属贴片代替PIN二极管开关。加入贴片相当于PIN二极管断开,去除贴片相当于开关闭合。

图6是引入可重构技术,在开口圆环的底部和倒U形槽的顶部加装开关后的电压驻波比。

图6 不同开关状态下的电压驻波比

开关1代表的是开口圆环底部的PIN二极管,开关2代表的是倒U形槽顶部的二极管。当开关1和开关2均断开时,此时没有加入陷波,天线在超宽带的频段内的电压驻波比均小于2；当开关1断开,开关2闭合时,在5.5 GHz频段处产生了单陷波,而在其他频段内电压驻波比小于2,说明在此处对无线局域网WLAN通信频段(5.150～5.285 GHz)能够产生较好的抑制效果；当开关1闭合,开关2断开时,仅在3.5 GHz频段内产生了单陷波,说明在此处天线对WIMAX通信频段(3.3～3.6 GHz)产生了较好的抑制效果；而当开关1和开关2同时闭合时,天线产生了2个陷波,能够同时对2个干扰频段进行抑制。通过引入可重构技术,可以实现在有干扰时对干扰频段进行抑制,无干扰时能够使超宽带的频带资源得到最大化的利用。

2.6 天线表面电流分布

由图7可知,第一个陷波中心频率3.5 GHz处的表面电流主要集中在开口圆环的边缘,第二个陷波中心频率5.5 GHz处的表面电流主要集中在馈线上的倒U形槽附近,而在不是陷波频段的8 GHz处的表面电流分布比较均匀。

图7 不同频率下表面电流

这表明当缝隙的长度约为陷波中心频率对应波长的1/2时,缝隙中间可以等效为开路,天线在陷波中心频率处的输入阻抗约为无穷大,导致阻抗失配,在陷波处积聚较多的表面电流,使得天线在该频段不能有效地把能量辐射出去,从而产生陷波,达到抑制干扰频段的目的。

2.7 不同频率下的方向图

为研究超宽带天线在整个工作频带内的稳定性和全向辐射特性,选取了3,5.7,8 GHz三个频点进行仿真,仿真结果如图8所示。由方向图可知,该天线的辐射特性与单极子天线很像,方向图的E面呈8字状,H面呈圆状,说明天线在E面辐射有较好的定向性,而在H面具有全向辐射的特性。随着频率的增加,方向图的E面开始有些畸变,但天线的H面变化不大,依然是接近圆的形状,说明随着频率的增大,不改变该天线的全向辐射特性,因此本天线的设计具有全向辐射的优势。

图8 不同频率的方向图

3 结 论

本文提出了一种具有可重构双陷波特性的超宽带天线。通过在接地板两侧切角和引入U形缺口实现良好的超宽带特性,在辐射贴片上引入开口圆环、馈线上开倒U形槽产生了双陷波性能。该天线尺寸小,结构简单,在3.2～4.0 GHz和5.0～6.0 GHz两个频段内产生陷波,而在其他频段内能正常的工作,有效抑制了WIMAX通信频段和无线局域网WLAN通信频段对超宽带系统的干扰。此外在所提双陷波天线的基础上,分别在开口圆环和倒U形槽上加入PIN二极管,实现无陷波、单陷波和双陷波之间的切换,使得在有干扰时对干扰频段进行抑制,无干扰时,能最大限度的提高超宽带的频带利用率。而且该天线在工作频段内的电压驻波比均小于2,回波损耗小于-10 dB,具有较好的全向辐射特性,可以被应用于超宽带系统中。