一种可重构CMOS低噪声放大器的设计

程 鹏， 段吉海， 徐卫林， 韦保林

(桂林电子科技大学 广西精密导航技术与应用重点实验室,广西 桂林 541004)

随着科技的飞速发展，人们对卫星导航系统有了更高的需求，全天候、全球性和高精度的连续导航和定位成为研究热点。因此，研制多频段和多标准的卫星导航接收机是一种必然的趋势。低噪声放大器是射频接收机前端的重要模块，其性能对整个系统性能具有重要影响。低噪声放大器的主要功能是在尽可能低噪声的前提下，对射频输入信号进行放大，以抑制后级电路的噪声。

在多频段和多标准的接收机前端系统中，LNA的设计也多种多样。文献[1-2]采用多组并行方式，通过不同支路同时处理不同的卫星信号，但其会重复使用多个相同的模块，导致功耗和面积急剧增加，所以并不适合集成。陈杰[3]采用多频段兼容电路同时兼容几个频段的信号，后级电路根据需要对信号进行选择处理，虽然相比文献[1-2]在功耗和面积上有了很大的改善，但由于同时兼容多频段，电路复杂度会随着频段的增加而大大增加，面对3个以上频带，设计难度会急剧上升。文献[4-5]采用可重构电路，通过控制开关在不同频段之间相互切换，与文献[1-3]方案相比，这种方案在功耗、面积以及电路复杂度都有优势。

基于文献[6]的方案，采用片外匹配电容完成1.2 GHz/1.57 GHz双频段的噪声匹配和阻抗匹配，单端输入到差分输出的转换，并利用功耗约束下的阻抗匹配和噪声匹配理论在2个频段上获得了较好的噪声系数。

1 带源极负反馈的共源共栅结构

在LNA设计中，应用最广泛的是带源极负反馈的共源共栅结构，其结构如图1所示。这种结构是一种窄带放大器，主放大管是共源管M1，M1的栅漏电容会引起Miller效应，共栅管M2用于减小Miller效应，从而提高整体电路的反向隔离度，并且该结构可在功耗约束的情况下得到较好的噪声系数。

图1 带源极负反馈电感的共源共栅结构

共源共栅结构的输入小信号等效电路如图2所示，图中的G、S和D分别表示晶体管M1的栅端、源端和漏端。小信号模型忽略了晶体管的输出阻抗ro和栅源电容Cgs之外的所有寄生电容。从等效电路可推导输入阻抗的计算式为

(1)

图2 共源共栅输入小信号等效电路图

其中：s为复频率，s=jω；Ls为源极负反馈电感；Cgs为M1的栅源电容；Cex为栅源附加电容；ωT为晶体管的特征频率，ωT=gm/(Cgs+Cex)。考虑到LNA的前级通常是射频滤波器，而滤波器的特性直接受终端负载的影响，因此，LNA的输入阻抗一般设定为50 Ω，以与滤波器匹配。若LC串联谐振电路在工作频率附近谐振，输入阻抗的虚部为0，阻抗匹配需要满足：

(2)

其中：gm为晶体管M1的跨导；ω为角频率，ω=2πf。

2 双频段兼容LNA电路设计

基于卫星导航应用所提出的LNA电路结构如图3所示，电路基于带源极负反馈的共源共栅结构进行了一些改进。为了更好地抑制电路噪声，电路采用单端输入差分输出的方式。其中共源管M1、共栅管M2和共源管M3作为LNA的主体电路，射频信号从输入端经过M1后，分为2路信号分别经过M2和M3。由于M1和M3是共源组态，M1漏端信号的相位与输入信号相反，而M2为共栅组态，最终从M2和M3漏端输出的信号大小相等相位相反，所以M1、M2和M3共同完成单端输入到差分输出的转换。栅极电感Lg、耦合电容Cg、栅极电容Cm、栅源附加电容Cex和源极电感Ls共同组成输入匹配电路，其中Cex包括了Cex1、Cex2及开关管SW1。高频扼流圈L1阻止射频信号到达M3的源极，同时M3管的静态偏执电流可流过M1，从而实现电流的复用。电容C2可隔断M3的静态电流，并进一步滤除高频扼流圈的射频信号。由于M3是共源组态，射频信号从栅极输入，电阻Rb对射频信号起隔离作用，降低了射频信号对电源的影响。电感Ld、电容Cd1、Cd2、C3和开关管SW2为电路的负载，并共同完成输出阻抗的匹配。

图3 双频段可重构LNA电路结构

LNA处于射频接收机的第1级，其性能对整个接收机的指标有着极其重要的影响。LNA并不能直接接收射频信号，而是通过天线完成射频信号的接收，这意味着需要对LNA的输入进行阻抗匹配。在通常的射频系统中，以50 Ω为标准。为了完成阻抗匹配，首先需要对电路的输入阻抗进行小信号分析。图4为双频段LNA输入小信号等效电路。

图4 双频段可重构LNA输入小信号等效电路

从图4可推导：

(3)

(4)

根据Thomas理论，LNA最小噪声系数[7]为

(5)

其中：δ为栅噪声系数；γ为晶体管的沟道噪声系数，与沟道长度相关；c为相关系数(栅电流噪声与漏电流噪声)。

由PCSNIM理论可知，只有当电路采用噪声匹配时才能获得最小噪声系数。采用噪声匹配时，最优源阻抗[8]为

(6)

(7)

对于深亚微米CMOS工艺，方程组(7)可简化展开为3个等式：

(8)

(9)

(10)

方程组有5个未知量gm、Ls、Cm、Cgs和Cex，而gm、Cgs与Vgs和W相关。对于单个频点的匹配可先确定2个未知量，从而将未知量减为3个，3个未知量对应3个方程，从而方程组有唯一解。对于不同频点，可先固定3个变量，再调整其余的2个变量就可得到结果。由于本设计的电路是多频段兼容，且对功耗有一定要求，采用先固定Cgs、Ls和Cm的值，然后调节Vgs和Cex达到目的。

与输入匹配方法相比，输出匹配较为简单。输出匹配采用LC网络进行阻抗匹配，改变网络的电容，从而改变LC网络的谐振点，以实现不同频段的阻抗匹配。与输入一样，输出阻抗也匹配至50 Ω。双频段可重构LNA输出小信号等效电路如图5所示。图5中，为了方便公式推导和描述，将共源管M1等效为一个电阻ro1，Cd包含了图3中的Cd1和Cd2，C3为输出耦合电容。由图5推导输出阻抗为

(11)

将等式展开并简化得：

(12)

图5 双频段可重构LNA输出小信号等效电路

只要使得式(9)虚部为0，实部为50 Ω，即可完成阻抗匹配。然而这只是单一频点的匹配方法，对于不同频段的匹配，可通过改变电容Cd和C3实现。实际操作方法为：根据Smith圆图以及阻抗匹配原理，通过仿真查看Smith圆图的曲线变化调整Cd值，使得设计频段靠近50 Ω的阻抗圆，然后调整C3，使得设计频段靠近Smith圆图的圆心。

3 双频段兼容LNA电路仿真

图6 增益曲线

LNA基于0.18 μm CMOS工艺进行设计，并采用Cadence Spectre RF工具进行仿真验证。当电源电压为1.8 V时，仿真结果如图6～10所示。其中增益曲线如图6所示，LNA在1.2 GHz/1.57 GHz频段上增益分别为14、19 dB。噪声系数曲线如图7所示，LNA在1.2 GHz/1.57 GHz频段上噪声系数分别为1.6、2.0 dB。输入匹配曲线如图8所示，输出匹配曲线如图9所示，LNA在1.2 GHz/1.57 GHz频段上电路的输入反射系数分别为-13、-32 dB，输出反射系数分别为-30、-35 dB。线性度曲线如图10所示，图中P3rd为实际的三阶输出曲线，P3rd,ideal为理想的三阶输出曲线；P1st为实际的基波输出曲线，P1st,ideal为理想的基波输出曲线。根据理想基波输出曲线和理想三阶输出曲线，交点的横坐标对应为实际三阶截点的值。从图10可看出，LNA在1.2 GHz/1.57 GHz频段三阶截点分别为-11.3、-7.1 dBm。

图7 噪声曲线

图8 输入匹配曲线

图9 输出匹配曲线

图10 线性度曲线

表1为本设计与其他文献主要性能对比，对比参数包括工作频率f、功率增益G、噪声系数FN、输入反射系数S11以及功耗P。从表1可看出，相比文献[9-11]，本设计具有良好的噪声系数和阻抗匹配，保持了低功耗的优势，且功率增益也满足应用需求。

表1 本设计与其他文献主要性能对比

4 结束语

基于卫星导航应用，设计了一种可重构双频段LNA电路，采用功耗约束下的噪声匹配与阻抗匹配方法，解决了2个频段上的噪声、阻抗匹配问题。采用电流复用技术完成了单端输入到差分输出的转换，避免巴伦的引入产生插入损耗，并且在功耗不变的前提下提高了电路的增益与稳定性。仿真结果表明，本设计的LNA电路在1.2 GHz和1.57 GHz频段有着良好的指标满足卫星导航系统的需求，具有一定的实用价值。