宽范围调压的超声电机测试驱动电源*

龙涛元， 张铁民， 梁 莉， 董义奎

(华南农业大学工程学院 广州，510642)

引 言

超声电机(ultrasonic motor，简称USM)是新型电机领域研究的热点，USM测试驱动电源是USM样机研制阶段的关键设备之一。USM测试驱动电源提供激励信号驱动USM，获得的运动参数为USM优化设计提供依据。现有USM测试设备一般由多功能信号函数发生器和进口高速高压大功率放大设备组成，输出电压峰值约为150 V，体积庞大，质量超过20kg,运行时散热噪音大。文献[1-9]反映了针对各种类型USM的驱动器方案主要是高压集成功放电路或带高频升压变压器的推挽实现升压，高压输入由半桥方波逆变器实现调压，或基于谐振技术的逆变器。上述方案驱动电源输出电压范围窄，或在宽频率范围低效率工作，因此需要研制相应的驱动电源测试新USM。

笔者结合文献[1-2]所描述的USM工作频率在10～100 kHz、交流电压幅值在几十伏至几百伏、相位差在±90°内等要求，从通用性、体积、效率等方面考虑，研究了宽范围调压的USM测试驱动电源。测试驱动电源用多路独立输出开关电源为辅助电源；主电路用可控整流+Boost电路+半桥逆变三级级联拓扑结构，核心控制器为16 bit dsPIC33EP128MC202，在预配置+自动选择性控制策略作用下，提供多路PWM波调制三级变换器输出电压和频率，相位差可调节的交流方波电压；根据USM阻抗特性参数自动计算匹配电路参数，易于用户快速选择匹配电感，实现匹配和滤波功能，使USM端电压为正弦信号。

1 USM测试驱动电源结构

图1虚线框内为USM测试驱动电源内部结构图，主要有AC-DC-AC无变压器变换器、隔离驱动电路、多路独立电源以及基于dsPIC33EP128MC202的控制电路。USM测试驱动电源设有USM转速接口，液晶屏实时显示转速值。设有串口向上位机发送速度获取速度曲线。设有基于KA331实现精密V-F转换电路，直接将速度脉冲转换为模拟电压，便于示波器获得反映USM转速的特性曲线。内置了串联电感匹配网络参数计算单元，输入USM阻抗分析结果便可得到匹配参数，其计算方法为

(1)

图1 USM测试驱器结构图Fig.1 USM test-driver block diagram

其中：Cd为USM等效电路的并联电容；Rs为串联支路等效电阻；ws为串联谐振频率。

2 测试驱动电源主电路

2.1 传统USM驱动器主电路分析

传统USM驱动器主电路用推挽或半桥+高频升压变压器拓扑，脉宽调制(pulse width modulation，简称PWM)单脉冲控制方式，调节占空比D实现输出电压控制[1-2]。

建立半桥逆变电路仿真模型，得到THD与PWM占空比关系曲线如图2所示。曲线反映D大范围变化会导致THD含量增加；D在35%～45%小范围内变化，THD值相对较低和基本保持不变。

图2 占空比与THD关系曲线Fig.2 Duty cycle and THD curve

传统USM驱动器用高频变压器实现能量传递和升压功能，高频变压器有效截面积Ac与窗口面积Aw的乘积表达式为

(2)

其中：Kf为波形系数；Kw为窗口系数；fs为工作频率；Bs为工作磁通密度；j为电流密度。

变压器容量为输入功率和输出功率之和，由式(2)可知变压器传递功率Ptr为

Ptr=KfKwjBsAwAcfs

(3)

变压器迟滞损耗Ph经验公式为

(4)

其中：a为铁氧体材料参数，其值为1.9～2；V为磁芯体积；kh为磁滞系数。

涡流损耗Pe经验公式为

(5)

其中：Ce为系数，取决于磁芯材料、形状、尺寸和单位；ρ为磁芯电阻率。

由式(3)可知，在固定输入电压和固定输出功率情况下，带变压器的驱动器要在10～100 kHz频率范围内工作，需要按照最低工作频率设计使用更大的磁芯才能满足要求。式(4)和式(5)表明变压器损耗随磁芯体积和工作频率增加而增大。

2.2 USM测试驱动电源主电路

在无升压变压器情况下，用Boost电路升压。Boost电路只有升压功能，这意味着供电电压不能高于USM所需驱动电压值。低压供电使得Boost升压比MD可能高达10倍。考虑电感电阻R，MOSFET通态电阻Rds及Boost等效电路如图3所示。

图3 Boost等效电路Fig.3 Boost equivalent circuit

设T为开关周期，ton为导通时间，toff为关断时间，占空比D=ton/T。

Q导通期间

(6)

Q关断期间

(7)

其中:Vd为二极管压降。

根据平衡原理，可得

(8)

(9)

在稳态时，滤波电容C1充放电量相等，平均电流为0，故二极管的平均电流等于负载电流Io，则有

(10)

将式(10)代入式(8)，为了计算方便，忽略二极管导通压降以及MOSFET导通电阻Rds，则有升压比MD

(11)

根据式(11)，可得到图4所示的MD，D及R/RL关系图。

图4 MD，D及R/RL的关系Fig.4 MD, D and R/RL relationship

图4说明实际Boost电路在D增大到一定时，升压比反而减小。从电感、MOSFET、二极管损耗和MOSFET所需通断时间考虑，Boost的MD不宜太大。若取值为5左右，即占空比D=0.8左右。假设MD值取5，考虑半桥逆变器占空比小范围(35%～45%)情况下调节，输入恒值低压直流电，逆变难以实现在几十伏～几百伏输出，因此USM测试驱动电源主电路需要可变的输入直流电压。图5为测试驱动电源主电路，由可控整流、Boost、半桥逆变器三级变换器级联组成。可控整流电路和Boost电路将工频交流电变换为大范围升降压的直流电，2路半桥组成2相逆变器实现DC-AC。

图5 USM测试驱动电源主电路Fig.5 USM test drive power main circuit

3 USM测试驱动电源控制策略

不同USM驱动电压大小差别可能很大，但文献[1]测量USM速度与驱动电压关系结果反映了USM调速所需驱动信号幅值变化范围不大。多级变换器串联存在稳定性问题[10-11],Boost电路特性要求闭环控制方式，因此USM测试驱动电源控制策略总体原则是Boost电路用闭环控制，可控整流电路根据期望电压与实测输出电压选择性调节控制，半桥逆变器固定占空比开环调节，为此提出了预配置+自动选择性控制策略(pre-configured and selectivity control，简称PCASCC)。在PCASCC控制作用下：a.根据设定输出电压，合理分配三级变换器电压变比，实现电压大范围调整；b.固定可控整流占空比，调节Boost占空比完成输出电压精细调节；c.根据2相逆变电压差，微调半桥逆变占空比，保证2相电压相等，或控制输出电压稳定在误差带范围内。

下面主要论述PCASCC控制策略。用UAusm表示USM端电压幅值，U*Ausm表示USM端电压期望值，Vsin表示市网单相交流电压有效值，可控整流控制角α余弦值cos(α)用Dscr表示，Uscrmax表示可控整流最大输出电压，DB表示Boost占空比，Dhlf表示逆变电路占空比。

当测试驱动电源启动或重新设置U*Ausm时，需要确认U*Ausm值才能进入正常工作模式。预配置占空比是根据新设的U*Ausm值与上一次U*Ausm值的差距，以及存储器中占空比值大小确认。考虑THD和MD约束关系，预配置规则如式(12)所示

参考图2，式(11)中Dhlf预配值取0.8，确保输出THD最小和获取更高输出电压。Dhlf值只有在2相幅值差距较大时，调节其中1相实现2相电压相等。

在U*Ausm≤Uscrmax时，为了让Boost电路工作在闭环状态实现输出调节，抑制各种扰动引起的电压波动，Boost占空比DB取值为0.1。根据升压比限制，以及可控整流、Boost电路输出与输入关系，Dscr取值范围为

(13)

式(13)中，Dscr取最小值会使Boost电路升压比接近5，故预配值应靠近最大值，在负载增加拉低电压时，有足够升压比余量。

在U*Ausm>Uscrmax时，Dscr预配值为0.8，式(12)中的DB预配值为

(14)

图6 USM测试驱动电源控制策略Fig.6 USM test drive control Strategy

取阀值α，在ΔU>α时，进入选择性单次控制模式，即保持Boost电路当前周期占空比不变，计算可控整流Dscr的增量ΔDscr

ΔDscr=ΔU(1-DB)/0.9Vsin

(15)

在0<ΔU<α时，三级变换器只有Boost变换器为闭环控制方式，采用电流电压双闭环控制。

在ΔU<0时，Boost自动减小DB降低电压输出，但当DB≤0.3时，自动选择性单次降低可控整流Dscr实现降压，计算Dscr的减量ΔDscr为

ΔDscr=7ΔU/0.36Vsin

(16)

当前周期Boost占空比不调整，通过Dscr减小ΔDscr实现调节，下一个周期释放可控整流，进入Boost自动调节模式。

4 实验结果和讨论

采用笔者提出的方案搭建实验平台，图7(a)为驱动电源输出同频率、同幅值、相位差90°的交流方波。图7(b)为匹配网络前后的交流电，由图7(b)可知，匹配网络滤掉高次谐波，交流方波变为正弦波，但电压有所升高。

图7 USM测试驱动电源输出波形Fig.7 The output waveform of USM test drive power

用实验室购置的TRUM60旋转超声电机以及实验室自行设计的直线超声电机作为测试驱动电源负载。图8说明USM测试驱动电源实现了频率、电压，相位大范围调节，其中图8(a)和(b)分别为带直线超声电机和TRUM60负载端波形，波形为近似正弦信号，说明波形中还有谐波成分；图8(c)和(d)波形为匹配网络后的空载波形，波形正弦度比图(a)和(b)好。图8是在2相逆变占空比一样的情况下测得的波形，每一幅波形都呈现了2相交流电在幅值上有一定差距，但从图7(a)可知逆变桥输出2相交流方波差距很小，因此可以推测是由2相匹配网络和USM不对称引起。

采用基于Labview测试平台，用NI数据采集板获取数据，用origin8.0制图软件将数据转换为曲线。图9为驱动电源驱动TRUM60的速度曲线，获取数据是在启动后的几分钟内，电机基本还处于常温状态。由图可知，其速度波动范围小，运行稳定。速度曲线存在几处较大的抖动，根据TRUM60运转存在周期性卡顿的声音，以及用标准的纯正弦功放设备驱动TRUM60也存在上述现象，可以推断是TRUM60本身问题。图10为驱动电源输出频率不变，电压峰峰值不变，TRUM60运行一段时间后，电机温度明显上升后获得的速度曲线，曲线反映了文献[1-2]所述的超声电机工作频率漂移结论。

图8 不同频率、幅值和相位差的正弦信号Fig.8 Different frequency, amplitude and phase difference sine signal

图9 TRUM60启动几分钟内的速度曲线Fig.9 Speed curve of TRUM60 within a few minutes after start-up

图10 TRUM60明显温升后的速度曲线Fig.10 Speed curve of TRUM60 after significant temperature rise

5 结 论

1) USM测试驱动电源输出电压、频率、相位差能大范围调节，满足绝大多数USM测试需求，无需再设计USM驱动电源，可缩短USM研制周期和降低成本。

2) 受到高频变压器效率、体积、Boost升压比以及占空比与THD的限制，单级带高频变压器的USM电路拓扑和Boost都不适合作为USM测试驱动电源主电路，需要多级电路扩大电压调整范围。

3) 采用PCASCC控制策略，使得多级电路只有一级处于闭环控制，各级之间关联程度降低，系统稳定性提高。

4) USM测试驱动电源输出为交流方波，仿真结果反映USM端电压仍然含有较大THD，说明单一电感不能完全消除高次谐波。从匹配角度出发，最佳匹配值随着工作频率漂移发生改变，需要微调匹配网络参数，但这会导致USM端电压THD增加，而运行过程中自动调节匹配参数存在困难，这需要进一步根据研究固定匹配参数对电机运行的影响来调整设计方案。

5) 超声电机速度曲线反映了超声电机运行一段时间后工作频率发生漂移，专用USM驱动控制器需要频率跟踪或电压调节补偿速度变化。