便携式测试仪器中恒功率蓄电池充电器的研制∗

邹家奇

（海军驻无锡地区军事代表室 无锡 214061）

1 引言

电与现代人类社会息息相关，是人类生活的源泉，电源是产生电的装置，随着科学技术的飞速发展，电源装置的需求量日益增长，因而对其体积、重量、效率、可靠性和性能等方面提出了更高的要求［1］。在电力系统中，直流系统的可靠性、稳定性及技术性能直接影响到电网的正常运行和设备的安全；在通信网络中，通信的质量和效果受到通信电源品质的制约，因此人们极为重视电源的质量和技术性能，而研制新型电源也就变得有十分重要的意义［2］。由于不可再生能源日渐枯竭，而太阳能、风能等新能源的储备都严重依赖于蓄电池，移动型高性能动力电池市场发展迅猛，蓄电池将逐步占据未来市场的重要地位。研究发现电池充电过程对电池寿命的影响最大，放电过程的影响较小。也就是说，绝大多数的蓄电池的损坏是由不良的充电方式造成的。由此可见，一个高品质的充电器对蓄电池的使用寿命具有举足轻重的作用。本课题旨在充分利用恒功率源的输出特征优势，设计一种高效、安全、快速的蓄电池充电器。延长蓄电池的使用寿命，减少原材料的浪费和环境污染，保证用户的便利和高效使用，为新能源的优化配置创造有利条件。

2 系统总体方案设计

系统功率电路采用“高频隔离+同步整流”的结构体系。虽然高频变压器前的电路需要工作在较高的电压环境当中，对元器件的要求高、调试较困难，但是高频变压器具有的高功率密度和高转换效率的优点，使其有利于系统的小型化和高效化［3］。同步整流采用通态电阻极低的专用MOSFET代替肖特基二极管实现低损耗整流，有利于系统的散热、高效以及延长使用寿命。整个系统由输入电路、功率变换电路、输出电路和控制电路四部分组成。其系统框图如图1所示。

图1 系统框图

输入电路包含EMI滤波和一次整流环节，85V～265V交流电直接经EMI滤波和桥式整流后得到脉动直流电压。功率变换电路中高频电子开关将直流电压变换成受控的、符合设计要求的高频脉冲电压，再经过高频脉冲变压器变换成合适幅度的脉冲电压。输出电路用于将高频方波脉冲电压经同步整流以及LC滤波后变成直流电压输出，此电压受控于输入电压的波动和负载的变化。控制电路将输出电压、电流经采样后与电路的基准电压进行比较、放大成为控制信号，控制信号通过调整PWM脉宽，使输出电压或电流保持恒定。

3 功率电路

功率电路包括功率变换电路和输出电路，其主要功能是将桥式整流后的脉动直流电压转换为一定幅值的直流输出，对整个系统的转换效率起着决定性的作用［4］。功率变换器由电子开关和高频变压器组成，等同于一个隔离DC-DC模块。输出电路是稳定、低纹波直流输出的基础，它通过二次整流和LC滤波实现。

3.1 正激式BUCK变换器

正激式BUCK变换器具有拓扑简洁、输入输出电气隔离、电压降范围宽、使用元器件少等优点。与反激式相比，其变压器铜损较低，且副边纹波电压和电流衰减明显，因此被广泛应用于中小功率电源变换场合［5］。由于要求功率变换器提供低电压、大电流输出，二次整流损耗将成为变换器的主要损耗之一。为了提高变换器的转换效率，系统改进了变换器的结构，采用低导通电阻的MOSFET代替有一定压降的续流二级管进行同步整流，改进型正激变换器的结构如图2所示。

图2 改进型正激变换器结构图

正激变换器必须附加复位电路来实现功率开关截止期间变压器铁心磁复位，以避免变压器饱和［6］。由于变压器中的磁场能量可通过N3泄放，不同于消耗主要在电阻上的RCD磁通复位电路，因此还可减少发热，提高效率。

3.2 同步整流

在低电压、大电流输出的功率变换器中，整流损耗是变换器的主要损耗。因此，为了提高变换器的转换效率必须降低整流损耗。系统使用通态电阻极低的专用MOSFET代替肖特基二极管实现低损耗整流，即同步整流技术［7］。同步整流技术能很大程度地提高DC-DC变换器的转换效率，并且不会出现因肖特基势垒电压而导致的死区电压。MOSFET属于电压控制型器件，其导通时的伏安特性呈线性［8］。用MOSFET整流时，栅极电压必须与被整流电压保持相位同步才能完成整流功能。

为了进一步提高电源转换效率，优化电路设计，本设计选用同步整流模块FPP06R001。FPP06R001是一款正激式专用同步整流模块，在12V输出电压时有很高的整流效率；模块化使电路设计得以简化，减小了电源体积，提高了电路的工作可靠性。将同步整流技术应用于传统的正激变换器中时，死区时间内续流MOSFET体二极管的导通增加了整流损耗，降低了整流效率，从而降低了变换器的效率［9］。为此，系统采用外驱动方式，解决死区时间内续流MOSFET体二极管的导通问题，降低整流损耗，提高整流效率。外驱动同步整流正激变换器的电路如图3所示。

图3 外驱动同步整流正激变换器结构图

在电路中，同步整流模块的驱动信号来自主开关管的门极驱动，因此，同步整流管的导通时间与变压器的复位方式无关，仅取决于门极驱动信号的时间参数［10］。由图3可见，当从控制电路驱动同步整流模块时，Q2的导通时间达到最大，不影响在死区期间通过二极管D1的磁化电流的导通时间。在死区时间内，MOSFET的Q1是关闭的（对Q1的门极驱动较低），对于外驱动的同步整流管，在死区时间内，二极管D1的导通与自驱动完全相同。为避免MOSFET同时导通，需在两个门极驱动信号之间加入了死区延迟。而在延迟期间内，因为没有门极驱动信号作用于MOSFET，MOSFET的体二极管导通，从而增加了导通损耗，并且还增加了反向恢复的损耗。控制同步整流驱动的效果主要取决于门极驱动的时间安排，因此系统在保证电路安全稳定的前提下，最大限度地缩短了死区延迟时间。

4 控制电路

控制电路以UC3843为核心，采用双回路控制策略，以实现快速、准确的控制，获得宽范围、稳定的恒功率输出特性［11］。

驱动电路由高端MOSFET的驱动电路和低端MOSFET的驱动电路组成，由于两个驱动电路布局在高频变压器的两侧，两驱动信号必须隔离。系统的驱动电路如图4所示。

图4 驱动电路

UC3843的输出级为图腾柱式，输出晶体管的平均值为200mA，最大峰值电流可达l A，可直接驱动，也可隔离驱动［12］。本电路采用隔离驱动。设计时，尽可能减少MOSFET各端点的连线长度，特别是栅极引线，如无法缩短，则可在靠近栅极处串联一个小电阻R1以便抑制由MOSFET输入电容和在栅-源电路中任何串联引线电感所产生的高频寄生振荡。R2是用来给栅源间的电容放电，且可防止未使用时，栅源间电容有电荷积累，造成栅源击穿，并联在R1上的反向二极管D是用来给MOSFET结电容放电，加速MOSFET关断。选取R6为10Ω/0.25W，R7为10k/0.25W，D为1N4148。

5 结语

对电源设计深入研究的基础上，本文紧密结合国内外电源发展动向，根据要求研制了一款高效、安全、快充、低电磁污染、低纹波的蓄电池充电装置，同时具有体积小、功率密度大、工作性能稳定等特点。

打破了传统电源只能恒压输出或恒流输出的工作模式，采用自动调整、电压负反馈稳定输出、光耦调整误差放大器的放大量，使得通过MOSFET的峰值电流大为降低，不但为电源的恒流输出创造了条件，还为功率开关管的管温、管耗、不受现场环境影响产生的高消耗、高污染和优化电源电气参数性能奠定了基础。在二次整流部分，采用外驱动型同步整流工作方式，很大程度上提高了整流效率。为了减小整个电路系统中变压器和电感线圈的铜损耗，变压器初级绕组全部采用多股绞线并绕方法，另外电路中大电感也采用多股绞线并绕法，这一措施有效地降低了器件的铜损耗。