具有功率因数校正能力的驱动充电一体化拓扑研究

闫肖梅，郭兴众，王保兴

(安徽工程大学， 安徽 芜湖 241000)

1 背景

电动汽车充电系统包括地面充电系统(充电桩和大型充电站)和车载充电系统[3-4]。使用地面充电系统时，电动汽车充电地点会受到很大限制，即使国家投入巨大的资金配置大量地面充电装置，还是无法满足偏远地区对电动汽车的使用需求，这为电动汽车的普及带来不利影响。车载型充电机是在电动汽车上带有充电机，其与电网或家用电连接后可直接给锂电池组充电。车载充电机用法虽然简单方便，但存在成本高、体积大、功率因数低、对电网有谐波污染等不足，且电动汽车运行时充电装置闲置，充电时驱动装置闲置，导致两套装置的利用率都不高[11-12]，这也成为限制电动汽车未来发展的关键性因素。

随着制约电动汽车发展因素的出现，在确保电动汽车锂电池组充电性能良好的基础上，国内外研究人员提出了几种不同类型的拓扑结构，并对其进行了深入的研究。2002年，意大利罗马大学机械与工业系的Solero提出了一种单相充电一体化系统。2005年，LACRESSONNIERE F和CASSORET B提出了一种工业卡车专用的具有隔离作用的一体化拓扑结构，主要包含同步感应电机、三相H桥、电容和锂电池组[5-6]。2010年，GIANMARIO P等[7]在已有的具有功率因数校正的一体化拓扑结构的原理上进行创新，通过采用嵌入式永磁同步电机的绕组作为滤波电感，在直流输出侧接入双向DC/DC(direct current/direct current)变换器，将直流侧电压转换到需要的电压等级，从而灵活地对锂电池组进行充电。2011年，SAEID H和SONJA L提出了一种特殊的嵌入式永磁同步电机(interior permanent magnet synchronous motor)，并在此技术的基础上提出了整功率因数隔离型大功率三相双向一体化拓扑结构[8-10]。

本文采用的一体化拓扑结构包括交流电机驱动模块、永磁同步电机、DC/DC变换模块、锂电池组。在充电时，交流电机驱动器和永磁同步电机重构成PFC变换器，其中永磁同步电机绕组被当作滤波电感使用，外加额外的一些设备如单相整流桥、滤波器(electromagnetic interference(EMI) filter)、继电器、电容，它们通过继电器闭合后共同组成充电系统。系统采用功率控制方式，根据输入功率设定值控制输入功率跟随输入功率设定值，使功率因数达到1。与传统方式相比，采用此种方式时在系统充电过程中电压电流纹波较小。此外，应用该拓扑结构的一体化控制器不需要使用额外的车载充电器，同时使用电机绕组充当滤波电感避免了外加电感的使用。采用一体化拓扑结构的控制器比原控制器体积小、质量比原控制器轻，节省了车内空间和车身质量，电动汽车的续航效果更好。本文以1个电机为例进行研究，2个电机的情况与1个电机相同。

2 一体化拓扑结构

传统的车载电池充电器与电机驱动器是两个独立装置，如图1所示。当电动汽车正常行驶时，充电器闲置；当电动汽车停车充电时，驱动器闲置，这使得两套装置的利用率都不高。

图1 传统的电动汽车牵引和充电框图

为解决传统电动汽车存在的问题，本文提出的驱动充电一体化拓扑结构包括单相整流桥、滤波器(EMI filter)、继电器、电容、永磁同步电机、电机驱动模块、全桥DC/DC变换模块、锂电池组模块，如图2所示。一体化拓扑结构利用电动汽车停车时电机驱动模块和电机闲置的特点，通过将电机驱动模块和电机重构成充电系统中的 PFC变换器实现电动汽车充电。全桥双向DC/DC变换模块用来调节直流母线电压值，使其满足锂电池组充电所需的电压。

图2 充电一体化拓扑结构

当电动汽车正常行驶时，继电器断开，单相整流桥停止工作，驱动模式等效图如图3所示。当电动汽车低速行驶时，全桥DC/DC模块处于全通状态，此时锂电池组直接给三相变换模块供电，三相变换模块处于逆变状态，驱动电机低速运行；当电动汽车高速行驶时，全桥DC/DC模块工作于斩波升压方式，两路斩波升压以开关周期的1/2时延错开控制，减小了系统电流纹波。当需要电机回馈制动时，在低转速情况下，全桥DC/DC模块工作于全通状态；在高转速情况下，全桥DC/DC模块工作于反向斩波降压方式，两路斩波降压以开关周期的1/2时延错开进行降压斩波工作,从而减小系统的纹波电流。当电机需要自由滑行时，关闭全桥DC/DC模块和三相变换模块，实现无电流自由滑行。

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图3 驱动模式等效电路

电动汽车停车充电时，继电器关闭，交流电先后经过EMI滤波和单相整流桥整流成直流电。直流电经过永磁同步电机中性点N进入PFC变换模块，如图4所示。通过电机绕组的电流经矢量控制将绕组中的漏感和励磁电感中的电流调节到0，使得三相电流达到均流状态，电机三相电流相互抵消，电机不会转动；再通过合适的控制策略控制PFC变换模块将直流源调节成恒定的直流电；最后通过全桥DC/DC变换模块灵活地调节直流母线电压，获得锂电池组充电各个阶段需要的电压。

图4 充电模式等效电路

3 充电状态各工作模态

如图4所示，充电时交流源先经过单相整流桥、滤波器(EMI filter)整流成直流源，并向电容C充电，电容C起到滤波、稳压的效果；然后通过PFC变换模块和适当的控制策略将直流源调节成恒定的直流电；再通过全桥DC/DC变换模块将直流母线电压调节成锂电池组充电各阶段需要的电压值，其中PFC变换模块如图5所示。

图5 PFC变换模块

在充电过程中，PFC变换器不使用上桥臂，下桥臂以开关周期的1/3时延错开进行控制，母线电流为流经电机三相绕组的电流叠加。图6为PFC变换器下桥臂开关管在3种导通关断状态下各相电感电流的变化情况,其中ia、ib、ic分别为流经永磁同步电机绕组a相、b相、c相的电流值。

图6 三相电感电流变化

设电机三相绕组电流分别为ia、ib、ic，三相绕组上电压分别为ua、ub、uc。假设电机绕组自感值为L，互感值为M，电机具有对称的绕组和磁路，忽略铁芯饱和，在涡流耗损、磁滞耗损不计的情况下，永磁同步电机各相绕组的电压方程如式(1)所示。

(1)

3.1 模态1

如图6所示，在模态1中，三相变换器与a相相连的下桥臂开关管S1导通，电源给电感充电，电感上的电流线性增加，电感La的端电压为Vn，Lb、Lc的端电压均为Vn-Vc，将La、Lb、Lc的端电压值ua、ub、uc代入式(1)解方程组可得：

(2)

3.2 模态2

在该模态中，三相变换器与b相相连的下桥臂开关管S2开通，电源给电感充电，电感上的电流线性增加，电感Lb的端电压为Vn，La、Lc的端电压均为Vn-Vc，将La、Lb、Lc的端电压值ua、ub、uc代入式(1)中，解方程组可得：

(3)

3.3 模态3

在该模态中，三相变换器与c相相连的下桥臂开关管S3导通，电源给电感充电，电感上的电流线性增加，电感Lc的端电压为Vn，Lb、Lc的端电压均为Vn-Vc，将La、Lb、Lc的端电压值ua、ub、uc代入式(1)中，解方程组可得：

(4)

综合以上分析可知：当S1、S2、S3处于开通状态时，与其相连的电机绕组电感值都是相等的。由于永磁同步电机具有各向异性，电机每一相绕组的电感值与电机转子的位置角是有关系的。图7所示是参考轴的定义。图8是IPM电机电感值与转子位置角的关系，其中Lma、Lmb、Lmc分别为永磁同步电机绕a相、b相、c相电感值，Lmbc、Lmca、Lmab分别为b相与c相、c相与a相、a相与b相电感值的差值。当电机某一相与d轴重合时电机绕组的电感值最小，此时电流纹波最大；当电机某一相与q轴重合时电机绕组的电感值最大，此时电流纹波最小。在充电过程中，当PFC变换器与a相相连的下桥臂开关管S1开通时，电机的a相与q轴重合，b相、c相与a相的情况相同。通过这种方式可以实现充电过程中电流纹波最小的目的。

图7 参考轴的定义

图8 不同转子位置角下永磁同步电机电感

4 控制策略

电动汽车工作于驱动模式时，采用矢量控制策略实现电机的高效运行。

在充电过程中，电池作为充电过程的负载，通过对其充电过程中电压电流特性曲线的分析可以得到功率特性曲线。通过功率特性曲线对PFC 变换器采用功率控制，避免了使用传统的电压外环和电流内环相结合的双闭环控制方式。对PFC 变换器采用功率控制不仅简化了控制电路的复杂程度，而且解决了电压外环宽带低对控制系统动态性能的影响。

在 PFC 变换器中，假设电路达到稳定状态时输入功率因数为1，即变换器输入电压和输入电流表达式为：

vin=Vinsinwt

(5)

iin=Iinsinwt

(6)

式中：vin为输入瞬时电压；iin为输入瞬时电流；Vin为输入电压幅值；Iin为输入电流幅值；w为电网的角频率。

变换器输入功率表达式为

Pin=viniin=VinIinsin2wt

(7)

式中Pin为输入瞬时功率。从而推导出变换器输入功率的表达式为

(8)

由此可以看出：在PFC变换器满足单位功率因数时，变换器输入功率由直流分量和二倍频脉动分量组成。根据瞬时输入、输出功率的平衡关系，假设输入功率的二倍频脉动分量由输出电容完全吸收，直流分量全部输出为输出功率Po，则Po可以表示为

(9)

输入功率的瞬时值表示为

(10)

若将输入功率的参考值yd表示为

(11)

根据车载充电机 PFC变换器瞬时输出功率的要求，按照式(11)表示的输入功率参考值，控制输入功率跟踪输入功率参考值即可使功率因数达到1。

5 实验结果

对驱动充电一体化系统和控制策略进行Simulink仿真。在充电过程中，电机驱动系统和交流电机重构成PFC变换器，减少了电网谐波电流的注入，提高了变换器的利用率和效率。如图9所示，红色代表电网侧电流波形，黑色代表电网侧电压波形，输入的电压和电流具有相同的相位，满足了功率因数为1的要求，满足了国家及国际组织制定的谐波标准。

图9 交流电压电流输入波形(实现了功率因数校正功能)

图10、11分别为传统的锂电池组充电和本文的一体化拓扑结构锂电池组充电电压、电流对比图。从图10(a)可以看出，传统充电方式中锂电池组充电电压波动较大，对锂电池组的额定使用寿命有较大影响；从图10(b)可以看出，采用一体化拓扑结构及相应的控制策略时锂电池组的充电电压波动较小，较稳定，在充电的过程中对锂电池组的伤害较小，电动汽车使用时间更长。图11(a)代表传统方式下锂电池组充电电流，图11(b)代表本文的一体化拓扑方式下锂电池组充电电流，可以看出，(b)图的纹波明显小于(a)图，充电效率明显提高。充电效率对比见图12，其中曲线1为本文的一体化装置充电效率，曲线2为传统方式充电效率。以上对比表明，在本文的一体化拓扑结构中，锂电池组的充电电压、电流更加稳定，充电效率更高。

图10 充电电压对比

图11 充电电流对比

图12 充电效率

6 结束语

本文提出了一种电动汽车驱动充电一体化拓扑结构，并进行了详细的分析。电机驱动时，驱动系统正常运行；充电时，将电机驱动模块和电机重构成锂电池组充电系统的PFC变换器，其中交流电机绕组充当滤波电感。本文重点分析了重构的PFC变换器部分，并建立了电机绕组充当滤波电感的数学模型。采用功率控制方式，使输入功率跟随输入功率参考值，从理论上证明了功率因数能达到1，同时通过仿真实验验证了理论是成立的。电动汽车驱动充电一体化拓扑结构能降低电网谐波污染，也能提高锂电池组的充电效率。综上所述，本文中设计的驱动充电一体化结构具有一定的应用前景。

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