一款应用于超高频射频识别标签的低功耗电流模无源混频器

余运勇，谈 熙，闵 昊

(复旦大学 专用集成电路与系统国家重点实验室，上海 201203)

物联网应用的飞速发展对自动识别技术提出了更高的要求.作为自动识别中应用最为广泛的技术之一，射频识别(Radio Frequency Identification, RFID)技术在物联网的多个领域中发展迅速[1].射频识别是一种非接触的自动识别技术，根据使用频段的不同，可以分为低频、高频和超高频.其中，超高频射频识别系统的工作频段在860MHz和960MHz之间[2].相比于低频应用的射频识别系统，超高频射频识别系统具有更长的传输距离以及更高的传输数据率.而且，超高频射频识别系统的工作频率更高，对应的天线尺寸更小，这对于射频识别系统应用于可穿戴设备中是十分有利的.

可穿戴设备中，受限于电池容量，针对超高频射频识别系统的低功耗研究是十分有必要的.超高频射频识别系统是由接收机、发射机和数字基带(Baseband, BB)等模块组成.其中，接收机是超高频射频识别系统中最重要的模块之一.接收机的性能直接决定了超高频射频识别系统处理接收信号的能力.因此，研究设计出一款低功耗的接收机一直是国内外学术以及工业界的热点.混频器是接收机最重要的模块之一，它需要在功耗受限的前提下，满足系统对噪声系数(Noise Figure, NF)、线性度和增益的要求.

本文针对超高频射频识别标签应用，设计了一款低功耗电流模无源混频器.设计的电流模无源混频器在SMIC 130nm CMOS工艺下流片.测试结果表明，设计的电流模无源混频器的功耗低至2.2mW.

1 电流模无源混频器架构分析

1.1 传统结构的电流模无源混频器结构

传统的电流模无源混频器中只有一个低噪声跨导放大器(Low Noise Trans-conductance Amplifier, LNTA)，LNTA之后是正交I/Q 2路无源混频器开关管，开关管之后是跨阻放大器(Trans-impedance Amplifier, TIA)，其电路结构如图1所示.无源混频器开关管由占空比为50%的本振(Local Oscillator, LO)信号驱动，本振信号的波形如图2所示.

无源混频器与有源混频器最大的不同之处在于，无源混频器的开关管在导通时处于深线性区，此时无源混频器开关管并不存在反向隔离作用.由于没有反向隔离，无源混频器开关管在对射频信号下变频的同时，也会将基带信号上变频.基带信号会被开关管上变频到本振信号频率和它的各个奇次谐波频率上.正是因为电流模无源混频器中开关管对基带信号的上变频作用，开关管的射频端不仅存在输入的射频信号，还存在对应的镜像信号.对于I/Q正交开关管，I路和Q路中镜像信号与射频信号的相位关系也是不同的[3].

图1 传统结构的电流模无源混频器结构Fig.1 Traditional architecture of the current-driven passive mixer

图2 本振信号波形Fig.2 Waveform of the LO

对于I路信号，无源混频器开关管射频端的镜像信号与射频信号的相位是相同的；对于Q路信号，无源混频器开关管射频端的镜像信号与射频信号的相位是相反的，如图3所示.因此，I/Q 2路的镜像信号的相位是相反的.而传统的电流模无源混频器的本振信号的占空比是50%，如图2所示.I/Q 2路开关管存在同时导通的时刻.在I/Q 2路开关管同时导通的时候，镜像信号会在I/Q 2路之间相互流通.这将导致电流模无源混频器具有不同的高端和低端增益、不可预期的带内输入3阶交调点(Input third-order Intercept Point, IIP3).这对于电流模无源混频器的设计是十分不利的.

为解决该问题，传统的做法是将本振信号的占空比从50%变成25%[4].这样I/Q 2路开关管就不存在同时导通的情况，I/Q 2路的镜像信号也就不能相互流通，相应的问题也就不存在了.但是，为了得到占空比为25%的本振信号，需要更多的逻辑操作和更好的驱动.这无疑将增加芯片的功耗和面积.

1.2 本文设计的电流模无源混频器结构

相比于传统的结构，本文设计的电流模无源混频器架构中增加了一个LNTA，增加的LNTA会消耗额外的功耗和芯片面积，如图4所示.为解决该问题，本文在LNTA前增加了具有增益的阻抗匹配网络.阻抗匹配网络的电压增益能够抑制后级电路的噪声，这样就可以减小LNTA的跨导，相应的问题也就能够得到解决.

图3 I/Q正交开关管射频端信号Fig.3 RF signals of the I/Q switches

图4 本文设计的电流模无源混频器架构Fig.4 Designed structure of the current-driven passive mixer in this paper

相比于传统的结构，本文设计的电流模无源混频器架构中新增加了一个LNTA，增加的LNTA需要额外的芯片面积和功耗.为了减小这一新增的LNTA的功耗和面积，在LNTA之前增加了具有增益的阻抗匹配网络.阻抗匹配网络的电压增益能够抑制后级电路的噪声，这样就可以减小LNTA的跨导，LNTA自身的功耗和面积也就随之减小.

这里，天线阻抗为Za，LNTA的输入阻抗为Zb；输入信号的电压幅度为Va，LNTA输入端信号的电压幅度为Vb，并且假定阻抗匹配网络是无损的.则有：

(1)

由此可以推导出阻抗匹配网络的电压增益Av的表达式如下：

(2)

2 电流模无源混频器性能分析

为了更好地将本文设计的利用50%占空比本振信号的电流模无源混频器与利用25%占空比本振信号的混频器结构进行对比，这里分别对他们的噪声和线性度进行详细的对比分析，以此来指导电路设计并体现出本文设计的混频器结构的优势.

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2.1 噪声分析

图5给出了本文设计的利用50%占空比本振信号的电流模无源混频器以及利用25%占空比本振信号的无源混频器的噪声模型.图5中：Rout指的是LNTA的输出阻抗；Rsw指的是无源混频器开关管的导通阻抗；RTIA指的是基带的阻抗.正是因为无源混频器开关管没有反向隔离作用，其在对射频信号进行下变频的同时，也会对基带阻抗进行上变频.开关管将基带信号上变频到射频端会带来一定的能量损失，图中Rsh1和Rsh2就是用来衡量这一能量损失大小的电阻.Rsh1和Rsh2的值不仅与开关管的导通阻抗以及开关管前级电路的输出阻抗有关，也与开关管本振信号的特性有关[5].

图5 (a)利用50%占空比本振信号的无源混频器噪声模型和(b)利用25%占空比本振信号的无源混频器噪声模型Fig.5 (a) Noise model of the passive mixer with 50% LO and (b) Noise model of the passive mixer with 25% LO

图5中，Rsh1和Rsh2的表达式如下：

Rsh1=γ1(Rout+Rsw)，

(3)

Rsh2=γ2(2Rout+Rsw)，

(4)

其中γ1和γ2的值是由本振信号的特性决定的.对于占空比为50%的本振信号，γ1=4，对于占空比为25%的本振信号，γ2=2/3.

通过对此噪声模型进行分析，可以计算出利用50%占空比本振信号的电流模无源混频器的噪声系数，其表达式如下：

(5)

同理，利用25%占空比本振信号的电流模无源混频器的噪声系数表达式如下：

(6)

在式(5)和式(6)中： 第1项代表的是源电阻Rs自身的噪声贡献；第2项代表的是LNTA的噪声贡献；第3项代表的是开关管导通阻抗Rsw的噪声贡献；第4项代表的是Rsh1或者Rsh2的噪声贡献；第5项代表的是基带阻抗RTIA的噪声贡献.这里计算的噪声系数是单边带噪声系数，相比于双边带噪声系数，单边带噪声系数要小3dB.这里为了更加清晰的将两种结构的噪声系数进行对比，将式(5)减去式(6)，得到噪声系数的差值，其表达式如下：

(7)

从式(7)可以看到，本文设计的利用50%占空比本振信号的电流模无源混频器的噪声系数仅仅略大于利用25%占空比本振信号的电流模无源混频器的噪声系数.并且，由于LNTA前的阻抗匹配网络有电压增益，两种混频器的噪声系数十分接近.

2.2 线性度分析

这里用3阶交调(Third-order Intermodulation, IM3)失真来分析电流模无源混频器的非线性，并由IM3分别推导出利用50%占空比本振信号和利用25%占空比本振信号的电流模无源混频器的IIP3.电流模无源混频器中，开关管和TIA的非线性很小，整体电流模无源混频器的线性度是被第1级的LNTA限制的[6].因此，这里主要分析LNTA的非线性，它的非线性来源主要有以下两个方面：

(a) 由输入激励Vin引入的3阶非线性，并且假定其对LNTA输出信号中1阶分量的贡献系数为a1，对3阶分量的贡献系数为a2；

(b) 由输出信号Vout引入的3阶非线性，并且假定其对LNTA 3阶分量的贡献系数为a3.

由此便能够推导出LNTA输出电流ids的表达式：

(8)

并且，系数a1、a2和a3均和晶体管的宽长比W/L成正比，因此，对于利用50%占空比本振信号的混频器来说，a1=gm，a2=gm3，a3=go3；对于利用25%占空比本振信号的混频器来说，a1=2gm，a2=2gm3，a3=2go3.gm3和go3分别指的是LNTA的3阶非线性跨导和电导.

由此便能够推导出两种结构的电流模无源混频器的IIP3表达式：

(9)

(10)

其中Avx1和Avx2分别指的是利用50%占空比本振信号和利用25%占空比本振信号的电流模无源混频器中从输入端到LNTA输出端的电压增益，如图6(看第232页)所示.

图6 (a)利用50%本振信号的电流模无源混频器的增益模型和(b)利用25%本振信号的电流模无源混频器增益模型Fig.6 (a) Gain model of the current-driven passive mixer with 50% LO and (b) gain model of the current-driven passive mixer with 25% LO

图6中，

(11)

(12)

由此可以推导出：

(13)

(14)

由式(13)和(14)得到Avx1IIP325%.因此，利用50%占空比本振信号的电流模无源混频器的线性度要优于利用25%占空比本振信号的无源混频器结构.

综上所述，本文设计的利用50%占空比本振信号的电流模无源混频器的线性度明显优于利用25%占空比本振信号的混频器结构.由于混频器前阻抗匹配网络具有电压增益，两种结构的噪声性能近似.

3 关键模块的设计

3.1 LNTA设计

图7 LNTA电路结构Fig.7 Schematic of LNTA

这里选择了基于反相器结构的跨导放大器结构，如图7所示.因为跨导放大器中的晶体管能够对电流进行复用，这种结构的跨导放大器能够进一步节省功耗，其跨导gm=gmN+gmP.

在2.2节中已经分析了LNTA对整体电流模无源混频器线性度的重要性，LNTA是整体系统线性度的限制因素.因此，针对LNTA自身非线性的分析是十分关键的.在对LNTA的线性度分析之前，这里首先对单个晶体管的线性度进行分析.对于共源级短沟道晶体管来说，其I-V特性表达式如下[7]：

(15)

其中：I指的是晶体管漏极电流；VGST=VGS-VT指的是晶体管的栅极过驱动电压；K是由工艺和器件尺寸决定的参数，它的值与晶体管的沟道宽度成正比；θ用来模拟晶体管中的源极串联电阻、由垂直磁场引起的迁移率的降低以及短沟道晶体管中的速度饱和效应，θ是由晶体管的沟道长度决定，并且与体效应是无关的参数.由此可以推导出共源级短沟道晶体管的IIP3表达式如下：

(16)

由式(16)可以看到，单个晶体管的IIP3是随着VGST的增加单调增加的.

这里设计的LNTA是N型金属-氧化物-半导体(N-Metal Oxide Semiconductor, NMOS)晶体管与P型金属-氧化物-半导体(P-Metal Oxide Semiconductor, PMOS)晶体管叠加构成，它们的栅极直流电压是一样的.若提高NMOS晶体管的线性度，需要增加栅极直流电压；若提高PMOS晶体管的线性度，需要降低栅极直流电压.因此在设计时，需要综合考虑NMOS晶体管和PMOS晶体管的线性度.SMIC 130nm CMOS工艺的电源电压是1.2V，这里设计的LNTA中晶体管的栅极直流电压为0.6V.这样的设计能够使LNTA的线性度达到最优值.

3.2 无源混频器开关管设计

无源混频器的开关管可以分成单平衡结构和双平衡结构，如图8所示.相比于双平衡结构的开关管，单平衡结构的开关管具有更低的噪声、更大的增益.并且，单平衡结构的开关管中本振信号只需要驱动2个晶体管，它的功耗也更低.

图8 (a)单平衡无源混频器开关管电路结构和(b)双平衡无源混频器开关管电路结构Fig.8 (a) Schematic of the single-balanced passive mixer switches and (b) schematic of the double-balanced passive mixer switches

由于晶体管存在寄生电容，本振信号能够通过栅漏寄生泄漏到输出端，在双平衡结构的开关管中，Vout1同时连到M3和M5上，差分的本振信号都会泄露到输出端，差分信号能够相互抵消.单平衡结构的开关管中，输出端Vout1和Vout2中会有本振信号的各次谐波分量[8].但是在电流模无源混频器中，开关管之后的模拟滤波器能够将本振信号的各次谐波分量滤除.

单平衡无源混频器开关管的输入信号为单端信号，双平衡无源混频器开关管的输入信号为差分信号.而接收机接收到的信号通常是单端信号.为了将接收到的单端信号转变成差分信号，需要在混频器之前接巴伦.对于900MHz的应用来说，片内集成巴伦的面积会非常大，因此，通常会使用片外巴伦.片外巴伦通常会带来一定的功率损耗，因此它会恶化整体电流模无源混频器的噪声系数.不仅如此，片外巴伦也会增加整个系统的成本.

由于单平衡结构的开关管具有更低的噪声系数和功耗，并且不需要片外巴伦，因此这里选择了单平衡的无源混频器开关管结构.

3.3 运算放大器设计

这里设计的跨阻放大器结构是运算放大器加电阻电容并联负反馈的结构，如图4所示.整体TIA的噪声和线性度性能与运算放大器的性能是直接相关的.为了提升TIA的性能，需要尽量减小其中运算放大器的等效输入噪声并增加其直流增益.为此这里选择的是两级密勒补偿型运算放大器，运算放大器的结构如图9(看第234页)所示.图9中，晶体管M1和M2是第1级，晶体管M3是第2级.电容CZ是密勒补偿电容，密勒补偿电容能够对两级密勒补偿运算放大器进行频率补偿，以保证运算放大器有足够的相位裕度，从而使运算放大器保持稳定.电阻RZ被用来解决密勒电容进行频率补偿时引入的右半平面零点的问题.对于全差分运算放大器而言，必须有共模反馈电路以保证其共模稳定.图9中，晶体管M4、M5和电阻RCM共同构成共模反馈电路.

图9 运算放大器电路结构Fig.9 Schematic of the operational amplifier

图10 电流模无源混频器芯片的显微照片Fig.10 Die microphotograph of the current-driven passive mixer

4 测试结果

设计的混频器在SMIC 130nm CMOS工艺下流片，芯片照片图10所示.芯片的面积为0.32mm2.

测试结果显示，混频器的电压转换增益为32.1dB，噪声系数为7.7dB，如图11所示.对于电流模无源混频器而言，其电压增益主要取决于LNTA的跨导和TIA的反馈阻抗以及输入端的阻抗匹配.这里测量的电压增益为32.1dB，比仿真结果小了0.5dB.这一损耗的主要原因是绑定线存在寄生电感，这一寄生电感不仅会影响电流模无源混频器的输入阻抗匹配，也会对混频器的电源和地产生影响.印刷电路板的走线和寄生也会对混频器的电压增益产生影响.电流模无源混频器的噪声系数与其电压增益有直接的关系，由于输入绑定线的寄生电感使得混频器的输入阻抗匹配发生改变，无源阻抗匹配网络的电压增益减小，使得混频器噪声系数的测量值比仿真值小了0.6dB.带内IIP3为-9.1dBm，如图12所示.在进行IIP3测试时，双音信号的频率分别是921.5MHz和922.5MHz，输入信号的功率是从-40dBm增加到-28dBm.IIP3的测量值与仿真结果较为接近，仅比仿真结果恶化了0.1dB.

图11 测试得到的转换增益和噪声系数随基带频率变化曲线Fig.11 Measured gain and noise figure versus baseband frequency

图12 测试得到的带内IIP3Fig.12 Measured in-band IIP3

混频器的测试结果总结见表1.由此可以看到，本文设计的混频器具有最低的功耗.

表1 性能总结

5 小 结

本文设计了一款分裂LNTA的低功耗电流模无源混频器.该结构采用了50%占空比的本振信号，在节省功耗和面积的同时，解决了传统采用50%占空比本振信号的无源混频器中I/Q串扰等问题.匹配网络额外提供的电压增益也能够降低整体系统的功耗.该设计在SMIC 130nm CMOS工艺下进行了流片.芯片面积为0.32mm2，噪声系数7.7dB，带内IIP3在最大增益32.1dB时，达到-9.1dBm，整体功耗为2.2mW.

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