一种相控阵雷达收发通道幅相一致性校准方法∗

陈彦来 王 琦 赵中兴

（中船重工集团公司第七二三研究所 扬州 225001）

1 引言

相控阵雷达是一种相位控制电扫描阵列雷达，具有波束快速扫描、波束形状捷变、发射功率空域合成、接收多波束合成等特点，能够完成目标探测、目标跟踪、战场侦察、场面监视等战术任务，并且具备很强的抗干扰能力［1～2］。相控阵雷达拥有大量的射频收发通道，每路收发通道都拥有放大器、滤波器、混频器等模拟器件，而这些模拟器件固有的幅相误差，使得相控阵雷达各收发通道间的幅相一致性误差不可避免，从而造成相控阵天线收发波束的指向发生变化、收发波束展宽、副瓣增高、天线增益下降等一系列问题，进而导致相控阵雷达性能下降，甚至不能工作［3］。因而，相控阵雷达收发通道幅相一致性误差校准是每部相控阵雷达都不可回避的问题。

针对相控阵雷达收发通道幅相一致性误差，可以进行射频校准，但随着软件无线电、数字信号处理器DSP和现场可编程逻辑阵列FPGA器件的发展，相控阵雷达普遍采用中频校准。中频校准可以采用自适应均衡器进行［4］，但该方法中均衡器系数求解需要进行大量的矩阵求逆运算，限制了校正速度，并且对处理器也提出了很高的速度和资源需求。本文首先分析了相控阵雷达收发通道幅相误差的来源、紧接着详细介绍了一种利用中频数字正交接收机进行收发通道幅相一致性误差校准的方法，最后利用该方法对某相控阵雷达发射通道进行了幅相一致性误差校准。本方法充分利用了雷达自身硬件设备，仅增加了监测馈电网络、参考接收机、发射通道监测接收机等少量硬件设备，而大量的中频数字正交接收机可以和雷达中频数字接收机共用。该硬件构架减少了额外硬件设备支出，提高了设备本身的可靠性，降低了硬件成本。同时，本文提出的校准方法，所有接收通道幅相一致性误差校准可以在一个雷达重频周期完成，每个雷达重频周期可以进行一个发射通道误差校准，校准效率大大提高，有利于减少相控阵雷达阵面调试时间，节省时间成本，同时校准精度高，具有较高的工程应用价值。

2 收发通道幅相一致性误差原因分析

在理想情况下，相控阵雷达可以实现十分接近理论值的波束指向和波束形状，然而在工程实际应用过程中，由于收发通道模拟器件的固有特性、数字式移相器和衰减器的量化误差、制造安装公差等一系列因素，相控阵雷达收发通道幅相一致性变差，进而引起波束指向和波束形状改变，影响天线性能。总结下来，相控阵雷达收发通道幅相一致性误差分为以下五个方面［5～6］。

1）数字式移相器和衰减器的误差。数字式移相器具有结构简单、重量轻、移相速度快、损耗小、能提供稳定移相值等优点，在现代相控阵雷达中取得了广泛应用。但对于K位数字式移相器的每一位而言，只有移位和不移位两种状态，数字式移相器能够提供的最小相移为θMin=2π/2k，即存在相位量化效应；同时对于一个实际的数字式移相器而言，其移向特性也并非是理想的，并不严格是最小相移θMin的整数倍，即实际移相值和理论移相值之间存在误差。有限位数字式衰减器也同样存在衰减量化效应，实际衰减值和理论值之间的差异。同时，在实际使用过程中发现，某些数字式移相器和衰减器并非相互独立，即衰减器控制字不变而仅改变移相器控制字时，收发通道的幅度也会发生改变，反之移相器控制字不变而仅改变衰减器控制字时，收发通道的相位也会发生改变。

2）馈电网络的幅相误差。对于采用子阵模式的相控阵雷达，馈电网络通过一级功分器将发射信号配送到子阵输入端口，在子阵内部再通过二级功分器分配到每个收发通道。馈电网络幅相误差包括一级功分器的幅相误差（相关幅相误差）和二级功分器的幅相误差（单元幅相误差）。一般来言，相关幅相误差会导致收发波束形状不对称、在某些特定角度出现大副瓣，单元幅相误差会影响天线的副瓣电平、波束指向、增益等。

3）阵元失效的误差。阵元失效是指由于T/R组件中放大器、环形器、开关等器件损坏而造成的阵元增益急剧下降。

4）温度变化造成的幅相误差。

5）随机误差。由于相控阵阵面收发通道数量众多，不同通道之间不可避免地存在射频接头制造公差、射频电缆安装松紧度误差、各种有源器件使用过程中出现的组件老化、热变形等因素造成的误差等，这些误差最终都将影响收发通道的幅相一致性，从而使天线指标偏离设计值。

3 收发通道幅相误差校准方法［7～11］

收发通道幅相一致性误差校准硬件网络如图1所示。由图1可知，收发通道校准网络在原雷达设备的基础上，仅需要增加线阵耦合器、监测馈电网络、参考接收机、发射通道监测接收机，同时，各路线阵耦合器，监测馈电网络不同通道间的幅相一致性误差可以提前通过矢量网络分析仪测试得出。

接收通道信号流程：频合器按一定重频周期发射脉宽固定初始相位相同的接收通道测试信号，经环行器输入监测馈电网络，监测馈电网络将其等功分成N路，每一路经线阵耦合器耦合至T/R组件。所有T/R组件全部置于接收状态，耦合信号经T/R组件放大后，经射频接收模块输出中频信号，中频数字接收机对每路中频接收信号进行AD采样、数字下变频、幅相参数提取；频合器输出的接收通道测试信号同时经耦合器送到参考射频接收模块输出参考中频接收信号，参考通道中频数字正交接收机对参考中频接收信号进行进行AD采样、数字下变频、幅相参数提取［12］。接收通道信号处理流程如图2所示。

发射通道信号流程：频合器按一定重频周期发射脉宽固定初始相位相同的发射通道测试信号，经发射馈电网络等分成N路，每一路送至T/R组件，T/R组件内部的收发开关每个重频周期将某一T/R组件置于发射状态，该线阵的定向耦合器完成发射信号耦合，并经监测馈电网络、发射通道射频监测接收模块输出发射通道监测中频接收信号，发射通道中频数字正交接收机对其进行AD采样、数字下变频、幅相参数提取。频合器输出的发射通道测试信号同时经耦合器送到参考射频接收模块输出参考中频接收信号，参考通道中频数字正交接收机对参考中频接收信号进行进行AD采样、数字下变频、幅相参数提取。从而完成一个发射通道的幅相校准。依次更改发射组件状态，即可完成所有发射通道的幅相监测。发射通道信号处理流程如图3所示。

图1 通道校准硬件设备框图

图2 接收通道信号流程

发射通道和接收通道中频数字正交接收原理［13］，幅相参数提取方法一样，下面针对接收通道进行论述。图4为中频数字正交接收机信号处理流程。

图4 中频数字正交接收机信号处理流程

接收通道的幅相一致性误差最终表现为各路中频接收信号幅度和相位的不一致性，假设第n路中频接收信号为xn，则

式（1）中f0为接收信号中频频率，φn为第n路接收信号的相位，式中n∈[1,N]。

根据带通采样定理，对第n路接收信号xn进行xn带通采样，则

式（2）中，fs为采样频率，且fs满足

式（3）、（4）中，fs为采样频率，M为任一正整数，B为信号带宽。

将数控振荡器NCO的频率设在f0，对xn(n)进行正交接收，则

In_tmp(n)，Qn_tmp(n)分别经过FIR低通滤波后，可得

假设第n路中频接收信号xn(n)的幅度为Ampn(n)，相位为Phan(n)，则

式（9）中幅度单位为dB、式（10）中相位单位为°。

在同一定时脉冲和采样时钟的驱动下，对N路中频接收信号进行正交接收，则可得到N路接收通道的幅度Ampn(n)，相位Phan(n)，n∈[1,N]；同理可以得到参考通道中频接收信号幅度AmpRef(n)，相位PhaRef(n)。

以参考通道中频接收信号为标准信号，第n路接收通道的幅度、相位与之相减，并取相反数，即可得到第n路接收通道的补偿幅度Amp_Compn(n)和补偿幅度相位Pha_Compn(n)。

假设第n路接收通道需要补偿的实部为I_Compn(n)，虚部为Q_Compn(n)，则

假设每个接收通道的幅相一致性误差在特定工作状态下为特定值，则可以用任一采样点的补偿值来代替整个通道的补偿值，即

由此，可以得到特定工作状态下所有接收通道的幅相补偿值，同理可以得到所有发射通道的幅相补偿值。依次切换不同频点、移相值、衰减值即可得到全工作状态下收发通道的补偿值，至此完成所有收发通道在所有状态下的幅相一致性误差校准表。

4 收发通道幅相误差校准效果分析

使用本文第2节方法，对某舰载一维相控阵雷达发射通道幅相一致性误差进行了校准。该相控阵雷达方位面机械扫描，俯仰面电扫描，天线阵列规模为32行64列，每行线阵对应一个TR组件，每行线阵天线上有64个天线单元分布在方位面上。发射时，在方位面形成窄波束，在俯仰面上形成宽波束，同时通过对各行激励信号的数字移向和数字衰减实现俯仰面上的电扫描；接收时，接收波束在方位面上保持低副瓣特性，在俯仰上通过后续数字波束合成实现低副瓣多波束。该雷达系统中频频率为150MHz，雷达中频信号带宽为40MHz，按照第2节式（3）、式（4）、带通采样中频采样频率设为120MHz。本文采用AD+FPGA构架完成带通采样和中频数字正交接收机，AD转换芯片选用TI公司的 AD9653，FPGA 选 用 Xilinx公 司 的XC6VLX315T。AD9653是一款4通道、16位，最高125MSPS模数转换器，可以同时完成4路中频接收信号采样，采用8片并联，即可完成32路中频信号采样；XC6VLX315T拥有大量的乘法器资源，可以同时实现32路数字中频正交接收机，完成幅相信息提取。

表1为射频9.8G，移相0，衰减0的情况下参考通道的幅相信息，表2为各个通道的幅相信息及按照本文方法计算出的补偿幅度和补偿相位。

表1 射频9.8G，移相0，衰减0的情况下参考通道的幅相信息

表2 射频9.8G，移相0，衰减0的情况下32个发射通道的幅相信息及补偿值

图5 发射通道幅相一致性误差校准前方位面的天线方向图

利用微波暗室近场测试系统，在发射通道幅相一致性误差校准前后，分别测试了0°俯仰角的天线发射方向图。图5、图6为发射通道幅相一致性误差校准前方位面、俯仰面的天线方向图，图7、图8为校准后方位面、俯仰面天线方向图。在图5、图6、图7、图8中，纵轴为相对于天线主瓣，其它角度的衰减值（单位：dB），横轴0°为法线方向，即0°俯仰角方向，向右向上为正，向左向下为负（单位：°）。

对比图5和图7，可以看出，方位面天线方向图在发射通道幅相一致性误差校准后，第一副瓣电平降低了20dB，天线副瓣电平达到了-28dB，可以满足方位面窄波束需求。图6表明，在发射通道幅相一致性误差校准前在-35°～35°俯仰角范围内俯仰面天线增益反复急剧抖动，达不到使用要求；图8表明校准后在-35°～35°俯仰角变化范围内俯仰面天线方向图保持了比较好的平坦性，最大衰减在1dB之内，能够满足俯仰面宽波束要求。由此可见，本文提出的校正方法切实可行。

图6 发射通道幅相一致性误差校准前俯仰面的天线方向图

图7 发射通道幅相一致性误差校准后方位面天线方向图

图8 发射通道幅相一致性误差校准后俯仰面天线方向图

5 结语

本文有效解决了相控阵雷达收发通道幅相不一致性的校准问题。相控阵雷达系统多路收发通道之间的幅相一致性误差无法避免的，只能在一定程度上通过后期幅相校准来修正。需要指出的是，这种后天的校准算法仅适用与幅相误差在一定范围内才是有效的，同时发射通道的幅度校正，会在一定程度上降低雷达发射功率，影响雷达威力；同时各路收发天线本身的幅相一致性误差、监测校正网络各通道之间幅相一致性误差、线阵耦合器的幅相一致性误差，需要提前测量，然后再加上本文计算出的收发通道的幅相一致性误差，才能得到完美的相控阵雷达阵面系统幅相一致性误差校正表。

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