2.5～14.5 GHz分布式功率放大器设计

张 瑛， 马凯学， 张 翼， 张长春， 周洪敏

(1. 南京邮电大学 射频集成与微组装技术国家地方联合工程实验室，江苏 南京 210046； 2. 南京邮电大学 电子科学与工程学院，江苏 南京 210046; 3. 电子科技大学 物理电子学院，四川 成都 611731)

2.5～14.5 GHz分布式功率放大器设计

张 瑛1,2,3， 马凯学3， 张 翼1,2， 张长春1,2， 周洪敏2

(1. 南京邮电大学 射频集成与微组装技术国家地方联合工程实验室，江苏 南京 210046； 2. 南京邮电大学 电子科学与工程学院，江苏 南京 210046; 3. 电子科技大学 物理电子学院，四川 成都 611731)

对分布式放大器的工作原理和人工传输线的阻抗特性进行了分析，在此基础上采用0.18 μm CMOS工艺设计并实现了一种具有三级增益单元的分布式功率放大器．放大器中的增益单元采用了具有峰化电感的共源共栅放大器结构，并通过增大人工传输线的终端负载和优化片上电感的取值使放大器输入和输出端口具有良好的阻抗匹配，同时有效地提升了分布式功率放大器的增益和输出功率．芯片测试结果表明，该放大器 3 dB 带宽达到 12 GHz (2.5～ 14.5 GHz)，3～ 14 GHz 频率范围内增益为 9.8 dB，带内增益平坦度为 ±1 dB，输出功率为 4.3～ 10.3 dBm，功率附加效率为 1.7%～ 6.9%．

分布式放大器;人工传输线;阻抗匹配;功率附加效率;峰化电感

随着无线通信与光通信技术的不断发展，越来越高的数据传输率对通信系统的带宽提出了更高要求．分布式放大器(Distributed Amplifier， DA)是一种常用的宽带放大器电路，其在高分辨率雷达、高速数据通信以及仪表和成像系统等领域已经得到了广泛的应用．

集成电路制造工艺的不断进步使得人们能够研制出更多性能优异的分布式放大器电路．譬如文献[1]将分布式放大器与功率合成器相结合，基于特征尺寸为 0.25 μm 的氮化镓高电子迁移率晶体管(GaN High Electron Mobility Transistor，GaN HEMT)工艺设计了一种非均匀结构的宽带功率放大器，在频带 6～ 18 GHz 内平均输出功率达到 20.8 W; 而文献[2]中采用0.25 μm GaN高电子迁移率晶体管工艺设计出了 2～ 10 GHz 的分布式功率放大器，通过采用逐级缩小的漏极人工传输线结构，使得输出功率达到 10 W 以上; 文献[3]基于 90 nm 锗硅双极型互补金属氧化物半导体(SiGe Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor，SiGe BiCMOS)工艺设计出了带宽达到 91 GHz (14～ 105 GHz) 的分布式功率放大器，该电路采用了一种供电缩放技术，在保持良好阻抗匹配的同时提高了放大器的效率，最大输出功率达到 17 dBm; 文献[4]采用 0.15 μm GaN高电子迁移率晶体管工艺设计了一种由三段子分布式放大器串联构成的分布式放大器，通过在每段子分布式放大器施加不同的电源电压以提高电路的输出功率和效率．上述先进的加工工艺虽然使得电路的带宽和功率等性能更加优异，但加工费用很高，而互补金属氧化物半导体(Complementary Metal Oxide Semiconductor，CMOS)工艺在价格方面则具有极大优势，近来已成为研究的热点[5-10]．

笔者对分布式放大器的工作原理和人工传输线的阻抗特性进行了讨论，在此基础上设计了一种宽带分布式功率放大器．设计中通过增大人工传输线的终端负载在放大器输入和输出端口获得了良好的阻抗匹配，并通过逐级设计输出人工传输线的匹配网络来提升放大器的增益和输出功率．

1 分布式放大器工作原理

分布式放大器的基本原理是通过片上电感元件将若干增益单元连接起来，分别构成输入和输出人工传输线，从而克服增益单元中晶体管的寄生电容造成的增益滚降．根据传输线理论，分布式放大器的增益Av和特征阻抗Z0可分别表示为

其中，Cin和Cout分别为增益单元的等效输入电容和输出电容，gm为增益单元的跨导增益，LG和LD分别为构成输入和输出人工传输线的片上电感，n为分布式放大器中的增益单元的个数．

分布式放大器中人工传输线的截止频率fc决定了放大器的工作带宽，其表达式为

fc=1/(2π(LGCin)1/2)=1/(2π(LDCout)1/2) ．

(3)

由式(2)可知，在特征阻抗不变的情况下，片上电感LG(LD)与寄生电容Cin(Cout)成正比；而由式(3)可知，截止频率fc将随着LG(LD)与Cin(Cout)的增大而减小，因此需要缩小晶体管以提高放大器的工作频带．但在功耗(电流)不变的情况下，增益单元的跨导增益gm会随着晶体管尺寸的缩小而减小，根据式(1)，放大器的增益也会跟着减小．

2 三级分布式功率放大器设计

随着电路工作频率和输出功率的不断提高，更加严重的衬底泄漏和趋肤效应等现象使得单纯应用传输线理论进行分布式放大器的设计出现了不足[9-10]．分布式放大器中人工传输线由T形匹配网络构成，因此基于阻抗匹配的思想进行电路设计，所设计的放大器电路如图1所示．为进一步提高放大器的增益和反向隔离特性，增益单元采用了具有峰化电感LS的共源共栅放大器结构．增益单元中的晶体管尺寸应较大，以使得分布式功率放大器能够输出较大的功率，综合考虑增益、带宽以及功率等性能，将NMOS晶体管的尺寸设置为 120 μm/ 180 nm (栅宽/栅长)．

图1 共源共栅增益单元的交流小信号等效电路

图2所示为带峰化电感LS的共源共栅结构放大器的交流小信号等效电路，其中Cgs1、Cds1、ro1和gm1分别为共源极放大管的栅极寄生电容、漏极寄生电容、漏极寄生电阻和跨导，Cgs2、Cds2、ro2和gm2分别为共栅极放大管的栅极寄生电容、漏极寄生电容、漏极寄生电阻和跨导．

图2 带峰化电感LS的共源共栅增益单元的交流小信号等效电路

根据图2，若忽略寄生电阻ro1和ro2，可以得到共源共栅增益单元的输出阻抗为

(4)

其中，ω表示角频率．由式(4)可知，峰化电感LS引入了一个谐振频率点，从而提高了输出阻抗，增大了放大器在高频处的增益，其对放大器S参数的影响如图3所示．由图3可知，峰化电感LS的取值太小则不能有效改善放大器的增益，而太大则会影响放大器的带宽和阻抗匹配性能，综合考虑将其设置为 370 pH．

输入人工传输线的主要功能是实现放大器输入端的宽带阻抗匹配，而焊盘的寄生电容、晶体管和片上电感的寄生电阻均使得阻抗匹配变得更加复杂，为此片上电感LG1的取值较大而LG4的取值则较小，同时将负载电阻ZGL设置为 58 Ω 以获得更好的阻抗匹配特性．而输出人工传输线的主要功能是实现功率的最大输出，同时使得放大器的输出端具有良好的阻抗匹配特性．图1中每级增益单元的输出可视为一个电流源输出，当其输出端左侧的阻抗ZDLi比右侧的阻抗ZDRi大时，显然将有更多的输出功率流向右侧的输出端口．因此与文献[11-12]的电路结构不同，这里保留了负载电阻ZDL并将其设置为 95 Ω，同时将片上电感LD1和LD4均设置的较小，这样能够在有效提升输出功率的同时获得较好的输出端阻抗匹配．上述的片上电感均根据工艺文档中所提供的工艺参数，采用软件HFSS进行电磁仿真与建模，并代入到电路原理图中进行后仿验证．

图3 共源共栅增益单元中峰化电感对S参数的影响

3 仿真与测试结果

基于标准0.18 μm CMOS工艺进行了分布式功率放大器的设计与流片加工，芯片照片如图4所示，面积为 0.94 mm× 0.5 mm．芯片采用在片测试，电源电压设置为 2.8 V，偏置电流为 51.4 mA，功耗为 144 mW．

放大器S参数的后仿真与测试结果如图5所示．由图5可知，放大器的前向增益S21为 9.8 dB，3 dB 带宽

图4 芯片照片图5 S参数仿真与测试结果

达到 12 GHz (2.5～ 14.5 GHz)；在 3～ 14 GHz 的范围内，增益平坦度为 ±1 dB，输入端口回波损耗S11小于 -13 dB，输出端口回波损耗S22小于 -9 dB，反向隔离度S12小于 -24 dB．测试结果与后仿结果的曲线形状较为接近，但与后仿结果相比，测试得到的前向增益S21减小了 3～ 5 dB，尤其在高频段差异较大，这主要是由于工艺偏差以及片上电感等器件的建模和电路寄生参数的提取不够准确而造成的．将片上电感的品质因数Q值进行调整，其对电路前向增益S21的影响如图6所示，可见在电感建模过程中，寄生电阻效应被低估了．当该效应增强后，仿真与测试结果更加接近．

图6 片上电感的品质因数Q值对S21的影响图7 输出功率和功率附加效率的后仿与测试结果

利用E8257D信号源和E4440A频谱分仪对所设计的分布式功率放大器的输出功率特性进行了测试，结果如图7所示．在3～14 GHz频带范围内，输出功率为 4.3～ 10.3 dBm，相应的功率附加效率达到 1.7%～ 6.9%．受趋肤效应的影响，电路中的寄生电阻会随着频率升高而增大，从而影响电路的阻抗匹配特性，因此图7中放大器的输出功率随频率上升而呈下降的趋势．

笔者所设计的分布式功率放大器与其他文献中分布式放大器的性能比较结果如表1所示．由表1可知，在带宽与功率性能等方面，砷化镓赝配高电子迁移率晶体管(GaAs Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor，GaAs PHEMT)和砷化镓异质结双极晶体管(GaAs Hetero-junction Bipolar Transistor，GaAs HBT)等高端工艺显示出了较大优势，其缺点是电路的面积大且价格昂贵．与采用同样的CMOS工艺设计实现的文献[6，8]中的电路相比，笔者所设计的分布式功率放大器的增益和带宽性能虽有不足，但面积和功耗均较小，且具有较大的输出功率和效率，因此更加适合宽带功率放大器的应用．而与文献[10]的电路相比，笔者所设计的放大器虽然在带宽和效率方面有所不足，但增益及平坦度都得到了较大的提高和改善．

表1 分布式放大器的性能比较

4 结 束 语

随着无线数据传输速率的不断提高以及多波段通信系统的广泛应用，对放大器的带宽和功率提出了更高要求．笔者采用 0.18 μm CMOS工艺设计并实现了一种宽带分布式功率放大器．测试结果表明，该放大器在 3～ 14 GHz 的范围内带内增益约为 9.8 dB，带内平坦度为 ±1 dB，输出功率为 4.3 ～ 10.3 dBm，最大功率附加效率达到6.9%，在增益、带宽、输出功率和效率方面都表现出了良好的综合性能．

参考文献：

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[3] FANG K, LEVY C S, BUCKWALTER J F. Supply-scaling for Efficiency Enhancement in Distributed Power Amplifiers[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits, 2016, 51(9): 1994-2005.

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[14] XU J, WANG Z G, ZHANG Y, et al. High-efficiency Tapered Distributed Power Amplifier with 2 μm GaAs HBT Process[J]. Microwave and Optical Technology Letters, 2011, 53(8): 1924-1927.

Designofa2.5～14.5GHzdistributedpoweramplifierZHANGYing1,2,3，MAKaixue3，ZHANGYi1,2，

ZHANGChangchun1,2，ZHOUHongmin2

(1. National and Local Joint Engineering Lab. of RF Integration and Micro-assembly Technology, Nanjing Univ. of Posts and Telecommunications, Nanjing 210046, China; 2. School of Electronic Science & Engineering, Nanjing Univ. of Posts and Telecommunications, Nanjing 210046, China; 3. School of Physical Electronics, Univ. of Electronic Science and Technology of China, Chengdu 611731, China)

The operation principle of distributed amplifiers and the impedance characteristic of artificial transmission lines (ATLs) are analyzed, and a distributed power amplifier consisting of three gain cells is designed and fabricated by 0.18 μm complementary metal oxide semiconductor (CMOS) technology. The peaking inductor is used to enhance the gain and the reverse isolation of the amplifier in high frequency. The termination loads of ATLs are increased and the values of on-chip inductors are optimized to provide good impedance matching, while improving the output power and efficiency. Measured results show that the amplifier has a 3 dB bandwidth of 12 GHz (2.5～ 14.5 GHz) and provides an average forward gain of 9.8 dB from 3 to 14 GHz with a gain flatness of ±1 dB. In the desired band, the output power at 1 dB gain compression point (P1 dB) is from 4.3 to 10.3 dBm while the power added efficiency (PAE) is from 1.7% to 6.9%.

distributed amplifier;artificial transmission line;impedance matching;power added efficiency;peaking inductor

2017-01-12

时间：2017-06-29

国家自然科学基金资助项目(61106021); 中国博士后科学基金资助项目(2015M582541); 江苏省高校自然科学基金资助项目(15KJB510020); 南京邮电大学科研基金资助项目(NY215140，NY215167)

张 瑛(1980-), 男, 副教授, E-mail: zhangying@njupt.edu.cn．

http://kns.cnki.net/kcms/detail/61.1076.TN.20170629.1734.032.html

10.3969/j.issn.1001-2400.2018.01.016

TN43

A

1001-2400(2018)01-0088-05

(编辑： 郭 华)