一种用于多注速调管发射机的高压固态调制器∗

王一农

（中国电子科技集团公司第三十八研究所 合肥 230088）

1 引言

雷达系统多以脉冲方式工作。在真空管发射机中，常用的调制方式有阴极调制、阳极调制、控制极调制和栅极调制，其中栅极调制以中小功率的行波管居多，速调管一般为阴极调制。调制器是发射机的关键组成部分，调制器的性能和可靠性直接决定发射机的性能指标和可靠性［3～4］。

随着大功率半导体开关器件水平的迅速发展，使得采用固态开关管做较大功率的调制器成为趋势。固态调制器具有器件功耗小，过载能力强，保护效果好的特点。能实现较高频率工作，适应任意工作比工作。

本文介绍了一种应用于某多注速调管发射机的固态调制器设计。该固态调制器采用开关直接串联形式。发射机具有组成简洁、重量轻、过载保护迅速等特点。

2 调制器指标要求及拓扑

工作电压：-15±2kV；

工作电流：9±1A

最高重频：2500Hz；

最大输出脉宽：10μs（射频顶宽）；

最小输出脉宽：0.2μs（射频顶宽）；

输出脉冲占空比：≤0.5%。

根据指标要求，采用固态高压串联开关（HVSM）调制器。调制器的组成框图如图1所示。

触发器在时序信号的控制下，产生HVSM所需的高压隔离驱动信号，使得HVSM按照一定的时序进行工作。

目前，可供选择的半导体开关有MOSFET、MOSFET、GTO等，综合考虑指标要求和器件的工作电压、电流、导通阻抗、驱动特性以及价格等方面的因素，调制开关选用IXYS公司的BiMOSFET（IXBH16N170A），其集射极电压为1700V，连续集电极电流16A。

BiMOSFET驱动门限电压高，适宜于强干扰环境中应用；其跨导低，耐短路能力强，因此采用Bi⁃MOSFET作为调制开关有利于提高调制器的可靠性。其次MOSFET比IGBT具有更短的导通关断时间和更高的工作频率，更适合生成上升、下降时间小于几十纳秒，脉冲宽度为几百纳秒的窄脉冲。

MOSFET实际工作时的耐压一般取其额定值的50%，则需要串联的开关个数：

考虑开关管的关断尖峰电压和失配电压尤其是限流保护时MOSFET的集射电压失配（见限流及短路保护），取串联的开关个数为32个，OSFET在关断时所承受的稳态电压为530V。

串联开关固态调制器的设计难点主要表现在：串联开关均压、脉冲同步驱动、短路保护这几个方面［1～2］。为确保调制器安全可靠地工作，必须确保加在串联开关器件两端的电压能均衡分配，并都在各个器件允许的安全工作电压范围内。必须同时对开关器件施加和撤离触发信号，确保所有开关器件同步导通和关断。在负载打火时，通过调制器的电流将成倍的增加，有可能导致调制器损坏，因此，应确保限流及短路保护措施可靠。

3 串联开关均压网络

串联MOSFET在开通和关断过程中产生的过电压都必须控制在单个器件的额定电压范围内。因为静态电压的不均衡会影响MOSFET的开通过程，所以，一个好的静态均压措施也是必要的［5～6］。

串联MOSFET的均压措施大致可分为两种。一种是均压电路在负载侧，另一种的均压电路在门极驱动侧。这两种措施各有其优缺点。

负载侧均压电路结构简单，均压效果良好。由于均压电路在负载侧，因此器件的电压等级要求较高。其次，由于MOSFET每次的开通和关断过程，均压电路都要参与均压工作，因此MOSFET的工作频率越高，均压电路的功率损耗越大［7～8］。

门极驱动侧均压电路克服了负载侧均压电路的缺点，但是控制较复杂，器件较多。尤其是比较器大量的使用，会影响MOSFET的开关速度。

从抗干扰和可靠性方面考虑，本方案选择负载侧均压电路会更适合。这里，由RC网络组成串联MOSFET的均压和缓冲电路。

4 栅极同步驱动电路设计考虑

为了保证驱动脉冲的一致性，本调制器采用隔离脉冲变压器耦合的方式进行驱动脉冲的隔离传输，原理图如图3所示。

隔离变压器一个初级绕组，两个次级绕组，初次级变比取n=1：1，驱动电压幅度取15V。触发器采用图腾柱电路产生HVSSM中隔离脉冲变压器初级的触发脉冲，其电路原理如下图所示。

输入的时序控制信号控制推挽开关的驱动信号时序，可以产生所需要的驱动方波信号。

5 调制器开关的限流及短路保护

在负载打火时，通过调制器的电流将成倍的增加，有可能导致调制器损坏，因此，在电路中必须设置可靠的限流及短路保护电路。

多注速调管的打火发生在MOSFET导通状态中，一旦短路发生，集电极电流迅速上升，其上升速度由直流母线电压和短路回路中的电感决定，其幅值由栅极电压和回路限流电阻共同决定。

在短路初期，MOSFET的集射极电压的快速变化将通过集栅极电容产生一个位移电流，该位移电流又引起栅极电压升高，其结果是出现一个动态的短路峰值电流。之后，短路电流趋于其稳态值。在短路电流稳定后，短路电流被关断，此时回路电感将在MOSFET上感应一个过电压，MOSFET在短路开断过程中所感应的过电压可能会是其正常运行时的数倍［9］。

限流电路通过降低或限制短路电流，使MOS⁃FET可以获得更好的保护。

除了限制初期动态短路电流外，稳态短路电流的幅度也可以通过栅极电压的篏位来降低，通过上图电路，将减小短路期间MOSFET的损耗，同时需要关断的短路电流较低，过电压也随之降低。这一限流技术可以将稳态短路电流限制在额定电流的三到四倍左右［10］。

限流保护试验电路参数：

输入电压：Vin=150Vdc；

负载电阻：R=3.0Ω；

取样电阻：RSENSE=0.25Ω；

脉宽：10μs；

占空比：0.01%。

试验电路如图7所示。

无限流保护时，负载电流实际约为150/3.5=42.8A。

限流试验波形如图8所示。

从波形上看取样电阻端电压峰值约5V，换算成电流为5/0.25=20A，限流电路将电流限制在20A。

多管串联限流保护电路存在的问题：

从试验情况看，限流保护工作时，由于栅极电压降落，开关MOSFET工作在饱和区，其VCE=100V，IC=20A。多管串联时，会出现由于栅极电压不同和MOSFET本身输出特性不同造成的集射电压失配。在电路设计上，在取样电阻两端并联1000pF电容滤除干扰尖峰电压。适当增加MOSFET的串联个数，增加耐压裕量。其次，篏位MOSFET的取样和驱动电阻选择精度较高的电阻，降低栅压失配［11～12］。

短路保护：

为保证安全运行，下列临界条件必须得到满足。

1）必须可靠检测出短路，并在不超过10μs的时间内关闭；

2）两次短路的时间间隔最少为1s；

3）在MOSFET的总运行时间内，短路次数不得大于1000次。

短路保护，采用电流互感器取样，故障时封锁触发器的输出，并将故障信号上传至监控。为保证短路保护的可靠性，采用两个电流互感器取样电路和两个独立的比较电路，封锁驱动信号电路。

短路故障保护电流的设定要比限流电流设定值小，这里选择短路保护电流20A。

6 结语

本文介绍了一种应用于多注速调管的高压固态调制器设计。针对串联开关固态调制器的串联开关均压、脉冲同步驱动、短路保护等设计难点，分别给出分析，并提出解决方案。采用固态调制器使得多注速调管发射机体积减小，重量减轻，设备量减少。发射机性能得以提高，可靠性和稳定性大幅增加。

目前，该固态调制器已应用在某部多注速调管发射机中，采用以上电路设计的固态调制器在实际工作中具有良好的静态、动态性能和高可靠性。

［1］钮惠平，田为，张向辉.固态调制器应用实践［J］.现代雷达，2007，29（7）：80-82.

［2］戴广明，田为，黄军.新型大功率全固态调制器［J］.电力电子技术，2004，38（5）63-65.

［3］于仕财，马强，李建华，康健.基于IGBT的固态脉冲调制器设计［J］.电子设计工程，2011，19（9）：12-15.

［4］陶小辉，张建华，王旭明，范青.串联叠加式固态脉冲调制器的设计［J］. 雷达科学与技术，2011，9（1）：84-87.

［5］Githiari，A.N.；Palmer，P.R.；“Analysis of IGBTmod⁃ules connected in series”［J］.Circuits，Devices and Sys⁃tems，IEEProceedings，1998，145（5）：354-360.

［6］Wang，Y.；Abu Khaizaran，M.S.；Palmer，P.R.；“Con⁃trolled switching of high voltage IGBTs in series”［C］//Electron Devices and Solid-State Circuits，IEEE Confer⁃ence on，2003：297-300.

［7］Githiari，A.N.；Leedham，R.J.；Palmer，P.R.；“High performance gate drives for utilizing the IGBT in the active region”［C］//Power Electronics Specialists Conference，27th Annual IEEE，1996，2：1754-1759.

［8］Soonwook Hong；Venkatesh Chitta；Torrey，D.A.；“Se⁃ries connection of IGBT'swith active voltage balancing”In⁃dustry Applications，IEEE Transactions，2002，35（4）：754-759.

［9］Cotorogea，M.Claudio，A.Aguayo，J.“Study of the short-circuitbehavior ofhomogeneous IGBTsusing experi⁃mental results and a physics based SPICE-model”［C］//Power Electronics Specialists Conference，IEEE 31st An⁃nual，Pesc：IEEE.2000：1588-1593.

［10］ Kraus，R. ；Reddig，M. ；Hoffmann，K.：“The Short-Circuit Behaviour of IGBTs Based on Different⁃Technologies”，EPE 1995，Sevilla，Proc.Vol.1，157-161.

［11］Cassel，R.L；：“An all Solid State Pulsed Marx Type Modulator for Magnetrons and Klystrons”［C］//IEEE Pulsed Power Conference，2005，June 2005：836-838.

［12］Cassel，R.L；：“A Solid State High Voltage Pulse Modu⁃lator which is Compact and without Oil or Pulse Trans⁃fomer”［C］//Power Modulator Symposium，2004.Twen⁃ty-Sixth International，23-26May 2004：72-76.