Class-AB宽带功率放大器匹配方法的设计与仿真*

王毅敏，李佳旺

0 引 言

随着灵活和开放的软件定义无线电第三次通信革命的兴起，越来越多的人开始投入到SDR架构的研究中。而宽带射频功率放大器是软件无线电发射系统的关键设备，具有频带宽、动态范围大、体积小、寿命长等优点。同时，SDR通信体系对功率放大器的带宽、功率、三阶互调等指标提出了更高要求，因此研究宽带功放具有非常重要的意义。随着通信技术的不断突破和发展，无论是军事

上还是民用上，无线电通信系统都在发挥着越来越重要的作用。而且随着现代移动通信中调制方式的不断变化，在大功率发射机中，对功率放大器各项指标的要求也越来越高。尤其伴随着软件定义无线电的兴起，使得射频发射模块中的关键性部件功率放大器的设计面临诸多挑战，如提高带宽、提高线性度、提高效率、降低功耗等。设计过程中，应该协调功率放大器的各项指标，结合应用场合，选取合适的型号进行设计。

此外，随着射频模拟器件制作工艺水平的发展和新材料不断的涌现，射频功率放大器的性能不断得到提高。尤其是GaN工艺的出现，将在未来持续助力于射频功率放大器的发展。当今，各个通信系统的工作频率越来越宽，工作方式越来越多，使用单独一个宽带功放的成本和指标要远远优于使用多个窄带功放。要在小型化设计上更加进步，宽带功放必将是未来通信设备的主流。

1 理论分析及仿真模型

1.1 同轴线宽带巴伦

对于VHF和UHF波段的功率放大器，多工作于甲乙类工作方式，且输出功率较大。因此，为满足在较宽频带内工作，功率放大器必须进行宽带匹配，以防止因驻波较大烧毁功放管[1]。而LDMOS和VDMOS功放管在射频领域的广泛应用，使得其成为推挽式功放的最佳选择[2]。但是，考虑到大多数这种功放管输入阻抗和输出阻抗的实部都较小，以往的LC匹配的方式已经不再适用，因为会降低功率放大器的工作频带。然而，采用传统的磁芯变压器又容易引起磁饱和、功率容量的限制等问题。因此，具有宽带工作性质的同轴线阻抗变换器在VHF和UHF波段得到了广泛应用。这种传输线阻抗变换器插入损耗很小，且同轴线具有很大的功率容量。在推挽式宽带功率放大器应用中，根据放大器的输入和输出阻抗特性，同轴线巴伦1∶1单端转差分变换器和同轴线阻抗变换器是使用最多的宽带匹配器件。下面介绍1∶1阻抗变换器和1∶4阻抗变换器的工作原理[3]，如图1所示。

图1 1∶1平衡-不平衡变换器

图 1中，Z1=50∠ 0 °，Z2=25∠ 0 °，Z3=25∠180°。要想实现负载阻抗与传输线匹配，要求负载必须是纯电阻，且在同轴线长度为λ/4时，同轴线的特性阻抗需要满足：

其中ZL为负载阻抗，Zs为源端输出阻抗。实际的同轴线巴伦如图2所示，其中：

图2 单端转差分同轴巴伦

可以看到，该同轴线巴伦相当于一个等功率分配器，每一端获得源端能量的一半，其中L=λ/4。

由图3可知，如果输入端的施加电压大小为V，则输入端电流感知2处等阻抗回路。因此，电流一分为二，故；而在输出端，2处感应传输线负载的电压叠加，而电流只取1处，因此从而得到，即输入阻抗是输出阻抗的1/4。实际的同轴巴伦变压器的接法如图4所示。

图 3 1∶4巴伦原理

图4 同轴巴伦变压器

1.2 推挽式场效应管的等效模型

当仿真和验证推挽式高频场效应管时，以往的场效应管S参数小信号模型已经不再适用。必须合理建立大信号S参数模型，如图5所示[4]。

其中，Ls、Rs、Lg、Rg、Ld、Rd分别为源极、栅极和漏极的输入电感和输入电容，而Cgs、Cds和Cgd分别为3个极之间的寄生电容[5]。

图5 大信号S参数等效模型

2 仿真与分析

2.1 元器件参数

本例采用polyfet公司的SQ701推挽式场效应功率管，其参数如表1所示。

表1 SQ701（Vdd=28 V，Idq=400 mA，Pout=45 W）主要参数

2.2 差分阻抗与单端阻抗的转换

对于一个功率放大器来说，阻抗匹配是重中之重。一旦匹配不好，就可能引起功放烧毁，造成资源浪费。因此，找到一个合适的匹配方法尤为重要。而对于一款工作于AB类的功率放大器而言，可以将其进行单一化处理，将差分阻抗转化为单端阻抗。这样即使匹配更加方便，又弥补了史密斯圆不能进行差分匹配的缺点。对于输入阻抗而言，每对管子的输入阻抗和输出阻抗在特定频率之下都包括一定的实部和一定的虚部。因此，可以将其对地分解为两个相等的阻抗[6]，如图6所示。

同时，配合以阻抗的串并联转换电路，使输入或输出阻抗的实部达到与同轴电缆匹配所需的实部要求，如图7所示。

图6 差分阻抗-单端阻抗

图7 串并联阻抗的等效互换

从式（3）～式（6）可以发现，并联一个电阻或电抗器件后，可以使原阻抗值的实部或虚部值减小，使功率管的输入输出阻抗达到同轴线设计匹配的目的。将总阻抗一分为二，以总阻抗的中间点为电势零点[7]。例如，总输入阻抗在500MHz时为（6.6-j2.8） Ω，因此单个场效应管的输入阻抗就是（3.3-j1.4） Ω，这样就能方便地进行单端匹配。在得到匹配值后进行还原，就可以得到电路所需的匹配网络参数。为了弥补高频段管子增益下降的缺点，这里选取高频段的阻抗值进行阻抗匹配[8]。本例中，选取f=500MHz处的阻抗值进行匹配，选用的同轴电缆是RG402高频半柔线内芯与外芯之间的介质是聚四氯乙烯，介电常数为3.55，其内芯直径为0.92mm，外芯直径为3.56mm。

2.3 输入阻抗的匹配

系统归一化阻抗为50Ω，通过设置源阻抗和负载阻抗的参数值，将输入阻抗值（6.6-j2.8）Ω转化为25Ω，得到相应的对地阻抗。然后，将微带线转化为实际板材上的长度与宽度[9]（这里采用FR4板材，介电常数是4.2，板厚1mm）。对地电容值减半，得到相对应的双端阻抗值，如图8所示，其中C2、C3为耦合电容。

图8 输入匹配电路

输入匹配电路仿真验证匹配电路的结果如图9所示。

图9 匹配结果

可以发现，刚好在500MHz附近时具有较好的匹配效果，驻波较小。同理，也可以根据此方法设计输出匹配电路，然后再加上电源电路和偏置电路[10]。设计好的总体电路图，如图10所示。

运行仿真[11]后得到的增益曲线如图11所示。

由图11可以发现，在30～500MHz整个工作频段内，低频段的增益较高，高频段的增益会下降较多。因此，为了在30～500MHz的频带内功率增益比较平坦，采用负反馈技术将部分输出信号反馈到输入端，以压缩低频段的功率增益[12]。同时，将微带线模型转化为实际具有一定长度和宽度微带，并经过调谐优化，最终得到如图12所示的电路。

图11 基本电路增益仿真

图10 匹配后的基本电路

图12 优化后的电路

再次进行增益仿真，得到如图13所示的曲线。

可以发现，在30～500MHz，平均功率增益不小于12dB，增益起伏不大于2dB，且稳定因子K值大于1[13]，能够稳定工作，说明仿真达到了设计要求。

图14是对于工作在500MHz处的功率增益和输出功率进行线性扫描的结果。可以发现，随着输入功率的增加，功率增益逐渐下降，输出趋于饱和，但能够达到44dBm（m3点处），而对于其他频率处，由于增益稍高，也能够达到输出功率25W的要求，即设计成功。

图13 优化后的电路增益结果

图14 功率增益vs输出功率曲线

3 结 语

本文通过提出了一种简单的针对推挽式射频功率放大器的阻抗匹配方法，将AB类推挽功率放大器匹配这个较为复杂的问题简化为单端匹配问题，且具有一般性。通过具体实例的ADS仿真，验证了匹配方法的正确性。因此，对于任意一个工作于推挽方式的功率放大器来说，一旦得知其某一频率处的输入输出阻抗值，便可以将其进行单端阻抗化处理，然后将匹配后的元器件参数转化为双端元器件参数，最后经过优化调整完成匹配。这为今后的宽带推挽式功率放大器的匹配提供了一种较为简单快捷的匹配方式，具有较大的应用性。

[1] 张初镜.30MHz～2000MHz宽带功率放大器的设计[D].南京:东南大学,2012.ZHANG Chu-jing.30MHz～2000MHz Broadband Power Amplifier Design[D].Nanjing:Southeast University,2012.

[2] 陆燕辉.大功率宽带高增益平坦度RF功放的设计与实现[D].武汉:华中科技大学,2012.LU Yan-hui.Design of High Power Broadband GoodGain Flatness RF Power Amplifier[D].Wuhan:Huazhong University of Science and Technology,2012.

[3] 李刚.225-450MHz宽带功放仿真与设计[J].通信技术,2014,47(11):1338-1342.LI Gang.Simulation and Design of 225-450MHz Broadband Power Amplifier[J].Communications Technol ogy,2014,47(11):1338-1342.

[4] 於建生,桑磊,孙世滔等.宽带射频功放晶体管非线性输出电容研究[J].电子科技,2015,28(04):102-105.YU Jian-sheng,SANG Lei,SUN Shi-tao,et al.Study of Nonlinear Output Capacitance of the Wideband Power Amplifier[J].Electronic Science and Technology2015,28(04):102-105.

[5] 陈玉梅,曾慧敏,范焘等.射频宽带功率放大器设计[J].自动化与仪器仪表,2010(06):100-101.CHEN Yu-mei,ZENG Hui-min,FAN Tao,et al.Design of RF Broadband Power Amplifier[J].Automation& Instrum entation,2010(06):100-101.

[6] 王浩全,郭昊,郝明丽等.2～6GHz宽带功率放大器模块设计[J].电子技术应用,2017,43(07):8-10.WANG Hao-quan,GUO Hao,HAO Ming-li,et al.Design of a 2-6 GHz Broadband Power Amplifier Module[J].Application ofElectronic Technique,2017,43(07):8-10.

[7] Steve C.RF Power Amplifiers for Wireless Communications[Z].Artech House,1999.

[8] Grebennikov A.RF and Microwave Power Amplifier Design[M].USA:The McGraw-Hill CompaniesInc,2005:203-205.

[9] GREBENNIKOV A.RF and Microwave Power AmplifierDesign[M].USA:The McGraw-Hill CompaniesInc,2005.

[10] 徐兴福.ADS2011射频电路设计与仿真实例[M].北京:电子工业出版社,2014.XU Xing-fu.ADS2011 RF Circuit Design and Simulation Examples[M].Beijing:Electronic Industry Press,2014.

[11] 清华大学.微带电路[M].北京:清华大学出版社,2017.Tsinghua University.Microstrip Circuit[M].Beijing:Tsinghua University Press,2017.

[12] 闫润卿,李英惠.微波技术基础[M].北京:北京理工大学出版社,2011.YAN Run-qing,LI Ying-hui.Microwave Technology Foundation[M].Beijing:Beijing Institute of Technology Press,2011.

[13] DavidPozar.Microwave Engineering[M].Singapore:John Wiley&Sons(Asia)Pte Ltd.,2004.