一种带开关电容的二次型高增益Boost变换器的研究

曾怡达，李 宝，唐 丽，马智文

（西南交通大学电气工程学院，成都 610031）

随着工农业的发展和人们生活水平的提高，传统化石能源的消耗不断增加，由此带来了能源短缺和环境污染两大世界难题。现如今太阳能光伏发电、风能发电和燃料电池等新能源系统[1]受到广泛关注，然而光伏电池模块、燃料电池等输出直流电压较低，且易受光照强度和燃料电池的电化学特性的影响，光伏电池模块和燃料电池输出电压是不稳定的直流电，为了使这些电源满足并网和用电设备的供电要求，需要使用宽电压输入、高增益DC/DC变换器[2，3]。传统Boost变换器可以在一定程度上提高电压增益，但若要实现高增益[4-5]，变换器将工作在占空比D接近1的状态，这将导致开关管的导通损耗变大，同时也会产生较大输入和输出电流纹波，增大了开关管和输出二极管的电压应力。级联Boost变换器[6]能够提高电压增益，拓宽输入电压的变化范围，但主电路中有多个开关管和电感，控制电路比较复杂，开关管和输出二极管电压应力高。基于开关电容的 Boost变换器电压增益比传统Boost变换器提高了1倍[5,7]，开关管和输出二极管的电压应力较低，但其受电压增益限制仍然无法实现宽电压输入，且输入电流较大。二次型Boost变换器能满足电压高增益得到要求[8,9]，拓宽了输入电压的范围，但开关管和输出二极管的电压应力为VO，开关管的开关和导通损耗较大，输出二极管的反向恢复损耗也较大，从而降低了变换效率。本文将开关电容和二次型Boost变换器的优点相结合，提出了一种带开关电容的二次型Boost变换器，具有电压增益高、输入电压变化范围大[2]、开关管和输出二极管的电压应力小、输入电流纹波小、变换器效率高的优点。

本文分析了变换器的工作原理及工作特性，搭建了1台12 V输入、60 V输出、额定功率为20 W的实验样机，实验结果验证了理论分析的正确性。

1 传统二次型Boost变换器

图1为传统二次型Boost变换器拓扑，它由电感 L1、L2，电容 C1、C2，二极管 D1、D2、D3和开关管 S构成。图中，Vin为输入电压，Vo为输出电压，R为负载电阻。

图1 传统二次型Boost变换器拓扑Fig.1 Topology of conventional quadratic Boost converter

图2为变换器稳态工作时在一个开关周期Ts内的2个开关模态。在稳态情况下，由电感L1、L2的伏秒平衡可得

图2 传统二次型Boost变换器2个工作状态Fig.2 Two operation states of conventional quadratic Boost converter

由式（1）、式（2）可得传统二次型Boost变换器输出电压为

式中，D为占空比，表示为

开关管S和输出二极管D3的电压应力为

可以看出二次型Boost变换器的电压增益虽然比传统Boost变换器有较大提高，但仍然有限，功率开关管的电压应力等于输出电压，当输出电压较高时会带来很大的导通损耗。输出二极管的电压应力也等于输出电压，将引起严重的反向恢复问题。

2 开关电容Boost变换器

图3为传统开关电容Boost变换器，它由电感L1，电容C1、C2、C3，二极管 D1、D2、D3和开关管S构成。其中C1=C2=C3。

图4为变换器稳态时在一个工作周期Ts内的2个开关模态。在稳态情况下，根据电感L的伏秒平衡可得

由式（6）可得传统开关电容Boost变换器电压增益为

开关管S和输出二极管D1的电压应力为

图3 传统开关电容Boost变换器Fig.3 Conventional Boost converter with a switched-capacitor

图4 开关电容Boost变换器2个工作状态Fig.4 Two operation states of Boost converter with a switched-capacitor

由式（8）可以看出，该变换器的电压增益有限，开关管和输出二极管的电压应力只有输出电压的一半，有利于减小开关管的导通损耗和二极管的反向恢复损耗。另外，电路中电感电流和纹波电流都较大，对器件要求较高。

3 带开关电容的二次型高增益Boost变换器工作原理分析

3.1 变换器拓扑

本文结合传统二次型Boost变换器电压增益高和开关电容Boost开关管及输出二极管电压应力低的优点，提出一种带开关电容的二次型高增益Boost变换器拓扑，如图5所示。它由电感L1、L2，二极管D1、D2、D3、D4、D5，电容C1、C2、C3、C4和开关管S组成。其中电容C2=C3=C4。

图5 带开关电容的二次型高增益Boost变换器拓扑Fig.5 Topology of a quadratic high-gain Boost converter with a switched-capacitor

3.2 工作原理分析

为简化分析，假设：①所有器件均是理想器件；②电容足够大，在一个开关周期Ts内，输出电压和电容电压保持恒定不变；③所有电感电流连续。

当变换器工作在稳态时，在一个开关周期Ts内共有2个工作模态，如图6所示，其主要工作波形如图7所示。

工作模态1[t0-t1]：如图6（a）所示，开关S导通，输入电压为电感L1充电，电感电流iL1线性上升，二极管D1因承受反向电压而关断，D2承受正向电压导通，同时储能电容C1为电感L2充电，电感电流iL2线性上升，二极管D3、D5承受反向电压关断，D4承受正向电压导通，电容C3、C4向负载释放能量，同时电容C4通过D4向电容C2放电，电容C2储能。在此工作模态中，电感L1、L2的电压分别为

图6 工作模态等效电路Fig.6 Equivalent circuits in different operation modes

图7 主要工作波形Fig.7 Main operation waveforms

工作模态2[t1-t2]：如图6（b）所示，开关S断开，二极管D2承受反向电压关断，D1承受正向电压导通，电感L1通过D1向电容C1和电感L2放电，电感电流iL1线性下降，电感L2和电容C2向电容C3、C4及负载放电，二极管D3、D5承受正向电压导通。此过程中电感L1、L2电压分别为

3.3 变换器工作特性分析

根据对图6变换器的工作模态分析和电感L1、L2的伏秒平衡，可得

则输出电压的表达式为

即变换器的电压增益为

由工作模态波形可得开关管和输出二极管的电压应力为

3.4 比较分析

工作特性对比分析如表1所示。通过对表1中的电压增益和开关管及二极管的电压应力比较分析可以看出，本文提出的新型高增益变换器的开关管电压应力和输出二极管的电压应力比Boost变换器和二次型变换器的开关管的电压应力及输出二极管的电压应力有所减小，因此，就可以选择电压等级较小的开关管和二极管。另外，本文提出的新型高增益变换器的电压增益比其他三种变换器的电压增益都要高，可以避免开关管发生直通的现象。电压增益曲线如图8所示。

表1 工作特性对比分析Tab.1 Comparative analysis of operation characteristics

图8 电压增益的比较Fig.8 Comparison of voltage gains

4 实验验证

为了验证以上理论分析的正确性，搭建了1台20 W的原理样机，变换器主要参数为：输入电压Vin=12 V；输出电压Vo=60 V；开关管工作频率f=50 kHz；输出功率Po=20 W；电感L1=170 μH，L2=120 μH；电容C1=100 μF，C2=C3=C4=470 μF；负载电阻R=180 Ω。功率开关管S为IRF540N，二极管为MBR1045。

图9～图13为本文提出的新型高增益变换器在占空比为0.38时的实验波形。由图9可以看出，当输入电压12 V时，得到输出电压为60 V，实现了小占空比条件下的高增益变换，且输出电压纹波较小。由图11可以看出，开关管的电压应力VS-stress为30 V，是输出电压的一半，与理论分析符合。由图12可以看出，输出二极管的电压应力VD3-stress为30 V，是输出电压的一半，与理论分析符合。由图13可以看出，输入电流iL1连续，且纹波较小。实验波形验证了理论分析的正确性。

图9 输入输出电压波形Fig.9 Waveforms of input and output voltages

图10 驱动信号和输出电压波形Fig.10 Waveforms of drive signal and output voltage

图11 驱动信号和开关管电压应力波形Fig.11 Waveforms of drive signal and voltage stress of switch

图12 驱动信号和二极管电压应力波形Fig.12 Waveforms of drive signal and voltage stress of diode

图13 驱动信号和电感电流波形Fig.13 Waveforms of drive signal and inductor current

5 结语

本文提出了一种带开关电容的二次型高增益Boost变换器，在传统二次型Boost变换器的基础上引入开关电容单元，电压增益得到了进一步提高，输入电压范围进一步变宽。同时，该变换器的开关管电压应力和输出二极管电压应力都很小，降低了开关管的导通损耗和输出二极管的反向恢复损耗。另外，该变换器的输入电流连续，输出电压纹波较小。最后通过实验验证了理论分析的正确性。

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