一种零电流纹波交错Boost变换器

李永超，胡雪峰，李琳鹏，章家岩

（安徽工业大学电气与信息工程学院，马鞍山 243032）

由于全球化石能源逐渐枯竭，且其使用过程中产生的空气污染、臭氧消耗、酸雨等一系列环境问题日益凸显，人类的生存和发展受到了严重威胁，因此新能源的开发和利用受到了人们的广泛重视。但是新能源发电中，光伏电池、燃料电池、蓄电池等的输出电压较低，通常需要一种具有较高升压功能的直流变换器，把上述低压微源的电压升高到一定的电压等级后，才能满足用电设备或并网发电的需求[1-16]。

传统的Boost变换器由于结构简单，在一般升压场合得到了广泛的应用。理论上当其占空比趋近于1时，电压增益应趋于无穷大。但在实际应用中，由于电路寄生参数的影响，其最高电压变比受到了很大的限制[1-7]。基于此，国内外学者研究并提出了多种高电压增益的直流变换器[8-13]。文献[8-10]将多个Boost变换器进行级联，相对于单级的Boost变换器而言，它提高了电压增益，但是能量经过两次变换，影响了变换器的整体效率，且后级电路中开关器件的电压应力仍然等于输出电压。传统的两相交错并联Boost变换器可以有效地减小输入电流纹波，提高功率等级，但为了获得较高的电压增益，占空比依旧很大，增加了导通损耗。另外功率器件的电压应力仍然等于输出电压，制约了变换器效率的提高[11-13]。

本文在传统Boost变换器及其变形结构的基础上,通过将输入端交错并联，输出端进行交错叠加，提出了一种具有高电压增益、低电压应力的改进交错连接Boost变换器。此结构中，在输入端串入一个很小的辅助电感 ，理论上可实现零输入电流纹波。

1 拓扑结构与工作原理

1.1 所研究变换器的拓扑结构

图1为本文所研究变换器的原理。该拓扑由传统两相交错并联Boost变换器改进而成，直流电源、电容C1、电容C2串联连接，为后级负载或功率变换电路供电。输出电压等于直流电源、电容C1、电容C2三者电压之和。

为了便于分析变换器的工作原理，假设如下：①所有开关管、二极管均为理想器件；②电感及电容均为理想器件，寄生效应忽略不计；③L1=L2，C1= C2，电容C1、C2、CO足够大，可近似为直流电压源；④电感工作于连续导通状态，采用交错移相180°的方式控制开关管S1和S2工作，开关管S1和S2的占空比D1=D2=D。

图1 改进变换器的拓扑结构Fig.1 Topology of the improved converter

1.2 工作原理分析

在实际应用中，变换器通常工作在占空比D＞0.5的情况下。图2为变换器工作于D＞0.5时变换器的主要工作波形，其各个工作模态对应的等效电路如图3所示。

图2 D＞0.5时工作波形Fig.2 Operation waveforms under duty ratios of higher than 0.5

模态1[0～t1]：开关管S1、S2导通，二极管D1、D2截止，电源为电感L1、L2充电，流过电感L1、L2的电流线性上升，负载两端电压VO=VC1+VC2+Vin，等效电路示于图3（a）中。

模态 2[t1～t2]：开关管S1导通，S2关断，二极管D1截止，二极管D2导通，电源为电感L1充电，流过电感L1的电流线性上升，流过电感L2的电流线性下降，电感L2两端的电压为-VC2。负载两端电压VO=VC1+VC2+Vin，等效电路如图3（b）所示。

模态3[t2～t3]：开关管S1、S2导通，二极管D1、D2截止，这一时间段内电路的工作模态与模态1完全一致，等效电路见图3（a）。

模态4[t3～TS]：开关管S1关断，开关管S2导通，电源为电感L2充电，二极管D1导通，二极管D2截止，流过电感L1的电流线性下降，流过电感L2的电流线性上升，电感L1两端的电压为-VC1。负载两端电压VO=VC1+VC2+Vin，等效电路如图3（c）所示。

图3 D＞0.5时所提变换器各模态等效电路Fig.3 Equivalent circuits of the proposed converter in different modes under duty ratios of higher than 0.5

2 稳态特性分析

2.1 稳态电压增益

根据电感L1和L2的伏秒平衡原理，结合图3（a）和图3（c）可得

由式（1）、式（2），电容C1、C2两端电压分别为

结合式（3）～式（5），变换器电压增益为

2.2 功率器件的电压及电流应力

由上述工作原理及稳态特性分析可推出功率开关管及二极管的电压应力分别为

功率开关管及二极管相对于输出电压的应力与占空比关系如图4所示。由图可知，功率开关管及二极管的电压应力均低于输出电压。

图4 开关管及二极管的相对电压应力与占空比的关系Fig.4 Relationship between relative voltage stress and duty ratio of switches and diodes

由电容的安秒平衡效应可知，电容C1、C2、CO的平均电流在一个开关周期内等于0，因此二极管D1、D2的平均电流等于负载电流IO，结合图3（a）,可得电感L1的平均电流iL1为

根据图2，电感L1、L2的电流纹波分别为

式中，fs为开关频率，fs=1/TS。二极管D1的电流峰值为

二极管D2的电流峰值为

根据图3（a）可知，开关管S1的电流峰值为

根据图3（c）可知开关管S2的电流峰值为

2.3 零输入电流纹波的实现

从图2可以看出，该变换器的输入电流纹波较大，较大的输入电流纹波不仅会降低变换器效率，还会使直流电源的使用寿命缩短。

为了减小输入电流纹波，对上述变换器做如下改进：在直流电源输入侧，串入一个很小的辅助电感LS[14]，改进后的变换器拓扑结构如图5所示。

由图5可知，改进后的变换器输入电流纹波即为电感LS的电流纹波，即

图5 进一步改进后的变换器拓扑结构Fig.5 Topology of the converter after further improvement

其中，ΔT为开关周期。由式（17）可知，减小输入电流纹波有多种方法，如增大开关频率、增大电感、或者减小电感两端电压。但由于功率器件自身的限制，实际电路中开关频率不可能无限大，且开关频率越大，开关损耗就越大，变换器的效率就越低。若采用增大电感的方法，则会增加变换器的体积和成本，进而导致功率密度的降低。由图5可知，在一个开关周期内，辅助电感LS、电容C1、电容C2、直流电源Vin与输出电容CO构成一个电压回路，理论上可认为所选电容足够大，电容上的纹波电压很小，电压近似恒定不变。则辅助电感LS两端的电压VLs近似为0。综上，辅助电感LS的电压VLs可表示为

由式（17）及式（18），稳态时LS两端的电压近似为0，因此LS的电流纹波也近似为0。

3 实验验证

以数字信号处理器TMS320F2812作为核心控制器，搭建了一台原理样机，验证所提变换器的工作原理。具体电路参数如表1所示。

图6～图10给出了该变换器的实验结果。图6为2个开关管驱动电压的驱动波形，可以看出，2个开关管驱动信号相位交错180°。图7为变换器中流过电感L1、L2的电流iL1和iL2的实验波形。图8为输出电压与输入电流的波形，可以看出，输入电流纹波近似为0。

图9为2个开关管的电压应力和电流应力的实验波形。图10是2个二极管的电压和电流应力的实验波形，可见，D1、D2的电压应力约为输出电压的0.615。图11为负载扰动时的动态实验波形，可见，保持输入电压等其他实验参数不变，当负载从150 W突变到250 W时，输出电压具有较快的动态响应及稳定性，实验结果与理论分析非常吻合。

表1 实验电路参数Tab.1 Circuit parameters in the experiment

图6 开关管驱动电压实验波形Fig.6 Experimental waveforms ofthe gate-source voltage

图7 电感电流的实验波形Fig.7 Experimental waveforms of inductor current

图8 输出电压和输入电流的实验波形Fig.8 Experimental waveforms of output voltage and input current

图9 开关管电压和电流应力的实验波形Fig.9 Experimental waveforms of stress switch voltages and current

图10 二极管电压和电流应力的实验波形Fig.10 Experimental waveforms of stress diode voltages and current

图11 负载扰动时的动态波形Fig.11 Dynamic waveforms with step load variation

4 结语

在传统两相交错并联Boost的基础上，提出了改进交错并联Boost变换器结构，该变换器具有下列特点：

（1）电压增益高，适用于低压新能源发电场合；

（2）功率器件的电压应力低，有利于电路选低耐压、高性能的器件来降低电路的损耗。

（3）输入电流纹波很小，近似为0。有利于提高直流供电系统的效率。

基于本拓扑结构的有效性，后续研究可以围绕该结构展开，如：将本文中零输入电流纹波技术应用到其他变换器拓扑中，也可以在本拓扑中引入耦合电感技术和倍压单元技术，从而可使该变换器在输入电流纹波近似为0的前提下，获得更高的电压增益。

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