基于改进型单极全桥子模块的新型MMC

薛 尧，杨晓峰，陈博伟，林智钦，郑琼林

（北京交通大学电气工程学院，北京 100044）

基于电压源换流器的直流输电VSC-HVDC（voltage source converter based high voltage direct current）作为新一代的直流输电技术，在大规模电力传输、新能源发电并网等领域具有广泛应用前景[1-3]。VSC是直流输电技术的核心部分，模块化多电平换流器MMC（modular multilevel converter）具有高度模块化、等效开关频率高和输出谐波特性好等优势，是直流输电技术换流器的首选方案[4-7]。

基于半桥子模块HBSM（half bridge sub-module）的典型MMC结构不具备直流侧故障穿越能力。目前实际工程中处理直流侧短路故障，多采用交流断路器切断交、直流网络连接的方法[8-9]。然而该方法响应时间较长，造成故障电流过大，对系统器件要求较高，提高了系统造价。德国学者Marqurat于2010年和2011年相继提出全桥子模块FBSM（full bridge sub-module）结构和箝位双子模块CDSM（cl-amping double sub-module）结构[10-11]。文献[12-15]在对FBSM结构进行简化的基础上，研究单极全桥子模块结构UFBSM（unipolar full-bridge sub-module）。与典型的HB-MMC相比，FB-MMC、CD-MMC及UFBMMC都具有直流侧故障穿越能力，但都增加了额外的元器件，增大了子模块体积和造价。

针对具备直流侧故障穿越能力的新型子模块使用元器件数量多的问题，文献[14]提出了由HBSM和新型子模块混合级联，得到子模块混合型模块化多电平换流器HMMC（hybrid MMC）的方案，由此获得最佳的经济效益。

本文分析了UFBSM的故障机理，在此基础上提出了改进型的单极全桥子模块MUFBSM（modified unipolar full-bridge sub-module）结构。相比UFBSM结构，MUFPSM结构在二极管支路添加了一个串联电阻，其具有以下特性：①正常工作状态下，串联电阻没有电流通过，子模块不产生额外的损耗；②闭锁状态下，串联电阻接入故障电流通路，加快了故障电流清除速度，降低了子模块电容电压上升幅值。Matlab/ Simulink的仿真结果验证了MUFBSM的有效性。

1 单极全桥子模块

1.1 单极全桥子模块结构

如图1所示，UFBSM是在FBSM的基础上去掉1个IGBT（T3）构成的，其中USM为子模块端口电压，iSM为子模块端口电流，UC为子模块电容电压，方向如图中所示。UFBSM在正常工作状态下，T4持续导通，D3承受反向电压保持关断，T1、T2交替导通使子模块输出0和UC两种电平。

图1 FBSM与UFBSM拓扑结构Fig.1 Topologies of FBSM and UFBSM

当发生故障时，UFBSM关闭所有的IGBT，进入闭锁状态。此时UFBSM在故障电流回路中提供反电势，具备故障电流的双向阻断能力，其闭锁状态下电流通路如图2所示。UFBSM的工作状态如表1所示。

图2 UFBSM闭锁状态电流通路Fig.2 Current paths of UFBSM in a blocking state

表1 UFBSM开关状态Tab.1 Switching states of UFBSM

与FBSM相比，UFBSM节省了1个IGBT（T3），在投资成本和子模块体积上有优势；但UFBSM正常工作时不能输出-UC电平，因此UFB-MMC仅适用于AC/DC或DC/AC场合。

1.2 单极全桥子模块混合型MMC

尽管UFB-MMC能够穿越直流故障，但仍存在不足之处：与HB-MMC相比，UFB-MMC额外增加了较多的元器件，增加了运行损耗和投资成本。针对这一问题，提出了基于HBSM和UFBSM的混合型MMC拓扑结构，如图3所示，称为UFB-HMMC。

UFB-HMMC的单个桥臂包括桥臂电感L、n个HBSM和m个UFBSM，在保证系统直流故障穿越能力的前提下，减少了器件数量并降低了运行损耗。其中n和m的数量满足以下原则：①单个桥臂内所有子模块投入所产生的桥臂电势大于等于网侧线电压；②闭锁后，所有子模块在相间回路内提供的反电势大于网侧线电压。分别表示为

图3 UFB-HMMC桥臂结构Fig.3 Arm topology of UFB-HMMC

式中：N为单个桥臂子模块总数；UL为系统网侧线电压。

综上所述，UFB-HMMC的每个桥臂选取N/2个UFBSM即可以保证阻断直流故障。

对UFB-HMMC的故障机理进行分析前设定以下时间节点：T0时刻，发生直流侧双极短路故障，在此之前系统正常运行；T1时刻，MMC系统进入闭锁状态；T2时刻，故障清除，故障电流降为0。

T0～T1时段：系统发生直流侧双极短路故障，故障电流存在2个通路：直流电容放电通路和交流侧馈能通路。其故障等效电路如图4所示，其中Rfault为直流侧故障等效电阻，isc为桥臂故障电流。

图4 T0～T1时段UFB-HMMC故障等效电路Fig.4 Fault equivalent circuit of UFB-HMMC in the time interval of T0～T1

T1～T2时段：系统检测到直流侧故障，封锁所有IGBT的触发信号，进入闭锁状态。此时，HBSM旁路，UFBSM在故障回路中提供反电势，由于该时段内相间回路的反电势大于网侧线电压，因此交流馈能的影响十分有限，可以忽略。因此该时段内故障电流通路的等效电路如图5所示，其中二极管D为单个桥臂的等效二极管。

图5 T1～T2时段UFB-HMMC故障等效电路Fig.5 Fault equivalent circuit of UFB-HMMC in the time interval of T1～T2

图5中，桥臂故障电流对UFBSM电容充电，电流降为0后，受二极管影响电容不会放电。该阶段桥臂故障电流为

由式（2）可以看出，故障等效电阻Rfault增大时，桥臂故障电流isc的时间常数τ减小，故障电流的衰减速度加快。

2 改进型单极全桥子模块

2.1 改进型单极全桥子模块结构

本文提出了一种改进型单极全桥子模块MUFBSM（modified unipolar full bridge sub module）结构，如图6所示，其电流通路如图7所示。

正常工况下，MUFBSM与UFBSM的工作模态一致，即T4持续导通，通过控制T1、T2交替导通使子模块在桥臂中投入或切除。如图7（a）、（b）所示，在正常工况时，MUFBSM的D3承受反向电压保持关断，单个串联电阻RS没有电流通过，因此不会产生额外损耗。

图6 MUFBSM拓扑结构Fig.6 Topology of MUFBSM

图7 MUFBSM电流通路Fig.7 Current paths of MUFBSM

如图7（c）所示，当系统发生直流侧故障并进入闭锁状态后，故障电流通过二极管支路向子模块电容充电，MUFBSM的串联电阻RS接入故障电流回路中。

2.2 改进型单极全桥子模块结构

本文提出的基于改进型单极全桥子模块的混合型模块化多电平换流器MUFBSM-HMMC（hybrid MMC based on modified unipolar full bridge sub module）结构如图8所示，每个桥臂由n个HBSM、m个MUFBSM和桥臂电感L组成，n与m同样需满足式（1）的关系。

图8 MUFBSM-HMMC拓扑结构Fig.8 Topology of MUFBSM-HMMC

在各项元件参数相同的前提下，正常工作时MUFBSM与UFBSM的工作特性相同，因此当MUFBSM-HMMC发生直流侧故障但并未进入闭锁状态时，其故障特性与UFB-HMMC一致，如第1节中T0～T1时段所描述。当系统进入闭锁状态后，MUFBSM的串联电阻RS接入故障电流回路，此时系统的单相故障等效电路如图9所示。

图9 MUFBSM-HMMC闭锁后故障等效电路Fig.9 Fault equivalent circuit of MUFBSM-HMMC in blocking state

MUFBSM-HMMC闭锁期间，桥臂故障电流为

单个串联电阻RS的功率、消耗能量ER和T4管承受的最大反向电压UT4_max表示为

根据能量守恒定律，子模块电容电压UC的变化关系为

MUFBSM故障闭锁后，RS接入故障电流通路，增强了故障通路的阻尼效果，使故障电流迅速下降为0；在系统闭锁期间，串联电阻RS会消耗部分系统储存能量，降低MUFBSM电容电压的上升幅值。

RS的选取应当参考以下因素：①T4管耐压要求：RS取值增大时，T4管承受的最大反向电压UT4_max会升高；②耗散能量要求：若耗散能量过大，电阻发热严重，会影响子模块散热，若耗散能量太小，子模块电容电压上升幅值较大；③故障电流清除速度要求：RS影响故障电流清除速度。

3 仿真验证

为验证MUFBSM的技术可行性，在Matlab/ Simulink环境下搭建了UFBSM和MUFBSM子模块混合型MMC的3相9电平模型。部分仿真参数如下：直流侧电压为7.5 kV；子模块电容为5 600 μF；桥臂电感为20 mH；故障等效电阻为1 mΩ。设定仿真时间在0.40 s时发生直流侧双极短路故障，在0.401 s时系统检测到故障并进入闭锁状态。

当MUFBSM的串联电阻RS取不同值0、1、2、5、8、10 Ω时，故障清除时间tc、子模块电容电压上升幅值ΔUC、串联电阻消耗能量ER、T4管承受的最大电压UT4_max的对比如图10所示。

图10 RS取值分析Fig.10 Evaluation on values of RS

一定范围内，RS增大，闭锁后的系统阻尼特性增强，故障清除速度加快；串联电阻消耗能量增加，子模块电容电压上升幅值减小；但RS增大，同时会造成T4管承受最大电压上升，提高了对T4管的耐压要求。

在本文仿真条件下，综合考虑RS对故障清除时间tc、子模块电容电压上升幅值ΔUC、串联电阻消耗能量ER、T4管承受的最大电压UT4_max的影响，选取MUFBSM串联电阻RS为5 Ω。

图 11和图 12分别为 RS取 5 Ω时，MUFBHMMC与UFB-HMMC的直流侧电流和子模块电容电压对比波形。由图可以看出，相比UFB-HMMC，MUFB-HMMC的故障清除时间tc下降了约60%，子模块电容电压上升幅值ΔUC下降了约75%。

图11 直流侧电流Fig.11 Current on DC bus

图12 子模块电容电压Fig.12 Capacitor voltage of sub-module

4 结论

本文分析了单极全桥子模块及其子模块混合型MMC的故障机理，在此基础上提出了一种改进型单极全桥子模块结构。通过理论分析和仿真验证得到以下结论：

（1）系统正常工作时，改进型单极全桥子模块不增加额外的损耗；

（2）系统发生直流侧故障并闭锁后，串联电阻接入故障电流通路，能够大幅减小故障清除时间，降低子模块电容电压上升幅值；

（3）串联电阻的取值会影响系统的故障清除时间、子模块电容电压上升幅值、串联电阻消耗能量、T4管承受的最大反向电压值，因此其取值范围受上述因素制约。

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