一种大功率电源组件辅助电源的技术设计

周 鑫，查文琦，张 帅，曾娅琪

(中国船舶重工集团公司第七二四研究所，南京 211153)

一种大功率电源组件辅助电源的技术设计

周 鑫，查文琦，张 帅，曾娅琪

(中国船舶重工集团公司第七二四研究所，南京 211153)

论述了辅助电源的工作原理，详细介绍了一种反激式开关电源的技术设计，并对设计关键点作出分析。通过测试得到的信号波形说明了本方法设计出的开关电源可以减小纹波和提高电源效率，保证电压的稳定输出。

相控阵雷达；发射系统；辅助电源；反激变换器；电流控制模式；震荡分析；交叉调整率

0 引 言

电源组件对整个相控阵雷达发射系统的可靠性具有重要意义，其中辅助电源作为电源组件内部不可或缺的一部分，其功率相对较小，为组件控制电路及功率驱动等提供可靠能量保障。辅助电源具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点。结合工程实际，辅助电源的拓扑结构采用单端反激式变换器。[1]

1 技术设计

1.1 技术原理分析

图1给出了反激变换器的主电路图。反激变换器主要由功率开关管Q、整流二极管D、电容C和变压器构成。功率开关管按PWM方式工作。变压器包括原边绕组W1和副边绕组W2，两绕组要紧密耦合。原边绕组W1实质上是耦合电感，用普通导磁材料铁芯时必须有气隙，以保证在最大负载电流时铁芯不饱和。反激变换器由于电路简洁，元器件较少，适合于多路输出场合使用。

图1 反激变换器主电路图

反激电路可以看作隔离的Buck/Boost电路。在反激电路中，输出变压器除了实现电隔离和电压匹配外还有储存能量的作用，前者是变压器的属性，后者是电感的属性。当开关管导通时，变压器原边电感电流开始上升，此时由于次级同名端的关系，输出二极管截止，变压器储存能量，负载由输出电容提供能量。当开关管截止时，变压器原边电感感应电压反向，此时输出二极管导通，变压器中的能量经由输出二极管向负载供电，同时对电容充电，补充刚刚损失的能量。反激变换器也有电流连续CCM(Continuous Current Mode)和电流断续DCM(Discontinuous Current Mode)两种工作方式。反激变压器是耦合电感，其原边绕组W1的自感L1的电流因Q的关断不可能连续。反激变换器电流连续工作方式是指变压器两个绕组的合成安匝在一个开关周期中不为零，而电流断续是指合成安匝在Q的关断期间内有一段时间为零。图2所示为两种工作模式下的理想波形，其中，Ug为功率开关管Q的驱动信号，UT为功率开关管Q的漏源级端电压波形，UL2为副边绕组W2的电压波形，IL1为变压器的初级电流波形，IL2为变压器的次级电流波形。[2-3]

图2 反激变换器CCM(a)和DCM(b)工作模式

1.2 设计说明

1.2.1 系统构成

工程实际技术指标：

(1) 输入：150 ～ 400 VAC/50 Hz±1%；

(2) 输出直流电压：±12.0 V/0.5 A；5.0 V/2.0 A；15.0 V/1.0 A；

(3) 具有宽幅输入，缺相保护；

(4) 纹波：≤ 1%(5.0 V/2.0 A)；≤2%(±12.0 V/0.5 A；15.0 V/1.0 A)；

(5) 效率：≥90%。

根据以上工程实际技术指标选定反激变换器工作在电流断续工作模式。电源电路主要由单端反激式变换电路和PWM控制电路两部分组成。技术设计整体思路是：时钟信号以一个固定的频率来启动电源脉冲，当电流反馈的模拟量达到由误差信号所确定的门限时，脉冲将被终止。误差信号以这种方式实际上起到了控制峰值电流反馈量的作用。这与传统方案截然不同，后者由误差信号直接控制脉冲宽度，而不考虑原边电感器电流。通过使用电流模式控制获得了一些性能优势，实现了一种输入电压前馈特性，即控制电路能够即刻校正输入电压偏差，而不会耗尽任何误差放大器的动态范围。系统框图如图3所示。

图3 反激式开关电源的系统框图

该系统采用了电流电压双闭环串级结构，内部是电流环，外部是电压环。控制原理是：给定的电压与从输出反馈回的电压进行比较，得到的电压误差经电压调节器输出作为另一个给定的电压信号。该信号与经电阻采样反映电流变化的信号进行比较，输出一个可调节占空比的PWM脉冲信号，从而使得输出的电压信号保持恒定。电流型PWM控制器的优点是：电压调整率好、负载调整率好、系统稳定性好。UC3845是Unitrode公司生产的一种高性能固定频率电流型PWM控制器，主要包括误差放大器、PWM比较器、PWM锁存器、振荡器、内部基准电压和欠压锁定单元等几部分。UC3845是单端输出，可直接驱动晶体管和MOSFET，具有管脚数量少、外围电路简单、安装和调试方便、性能优良、价格低廉等优点。

1.2.2 工作模式分析

稳态工作时，Q导通时铁芯磁通Φ的增长量ΔΦ(+)必须等于Q关断时的减少量ΔΦ(-)，即ΔΦ(+)=ΔΦ(-)。以Dy表示占空比，Ts表示开关周期，Vin和Vo分别表示输入和输出电压，则有ΔΦ(+)=DyTsVin/W1，ΔΦ(-)=(1-Dy)TsVo/W2，由此可得

(1)

此时原边绕组W1的电流最大值为Ipmax=DyTsVin/L1，则流过整流二极管D的最大电流值为Ismax=DyTsVin/L1，负载电流Io=0.5(1-Dy)Ismax。则有

(2)

上式表明电感电流断续时，Vo/Vin不仅与Dy有关，而且还和负载电流Io大小有关。Dy一定时，减小Io，则输出电压升高。

结合技术指标要求和前文分析，所设计的辅助电源电路如图4所示。图中，T1为高频变压器，经EMI滤波处理后的三相输入电压经整流滤波为约500 V的直流电压。R6为限流电阻，抑制开机浪涌电流。R1和R4为启动电阻，通过启动电阻对C11启动电容的充电完成UC3845的第一次启动，之后由辅助绕组提供UC3845的供电电压。电路的工作频率由定时电阻R11和定时电容C23决定，实际应用中设定开关频率f= 1.8/(RTCT)≈ 80 kHz。电阻R2、R3，以及电容C2和二极管V7构成RCD吸收缓冲回路，以消除变压器的漏感及导线的分布电感中的电流在开关管上产生的电压尖峰。R5为辅助绕组的限流电阻，为UC3845内部的钳位稳压管提供一个限流电阻，同时限制启动电容的充电电流。电阻R7和R12为电压取样电阻，作为电压误差放大器的反相输入端。电阻R13为原边电流取样电阻，选用金属氧化物薄膜无感电阻器。电阻R10和电容C22构成RC滤波网络，以消除由高频变压器绕组间的分布电容和输出整流二级管反向恢复时间所引起的电流尖峰，滤波网络的选定依据是RC时间常数约等于电流尖峰的震荡持续时间。二极管V4、V6、V11和V13为副边输出整流二极管。电容C4、C9、C15和C18构成第一级滤波电容器，用以吸收交流纹波电流。电感L1、L2、L3和L4与后面的滤波电容构成第二级LC低通滤波器。整机工作过程就是通过对辅助绕组的电压反馈和对原边电感的电流反馈的双环串级控制以达到稳定输出电压的目的。

图4 反激式开关电源电路图

1.3 关键点分析

1.3.1 开关管端电压波形分析

开关管在关断期间承受的电压VDS主要分为3部分，输入直流电压VDC、副边反射电压VRO和变压器漏感电压Vlk，即VDS=VDC+VRO+Vlk，如图5红色箭头所示。图中，VRO是因原边开关管关断时，副边二极管导通，输出电压通过变压器副边反射到原边的电压(VoW1/W2)。大多数反激电源中，由于匝比较大，因此即使采用合理的方法，漏感也只能控制在初级电感的2%左右，故变压器漏感电压Vlk是不可消除的。因变压器的漏感和开关管的等效结电容等因素，在电流断续工作模式下，开关管的端电压波形会出现两处震荡，如图5实测的开关管端电压波形所示。第1处震荡主要由变压器漏感引起的，主要是变压器漏感LK、原边等效分布电容CP、等效反射电压源VRO和开关管等效结电容CDS在开关管关断瞬间形成的阻尼震荡，其等效电路如图5黑色箭头所示。第2处震荡是电流断续时的震荡，主要来自于原边电感LM，因副边电流为零，原边电感没有了反射电压嵌位，故引起原边电感和CDS的震荡，其等效电路如图5蓝色箭头所示。

图5 震荡处等效电路图

1.3.2 RCD吸收缓冲电路的设计

如图5所示，漏感与励磁电感串联，励磁电感存储的能量可通过变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，故能量不能传递到副边。因此，在开关管关断时，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和震荡，影响电路工作性能。

单周期内漏感中的能量可表示为Elk= 0.5LKIp2，其中Ip为开关管关断时的峰值电流。可以认为在开关管关断时候吸收电容C2的电压很快升高到设计的最高值，然后二极管V7截止，电容上电压通过电阻R2和R3放电，电压会越来越低。在开关管关断期间内，要保证电容上电压不会低于反射电压VRO。如果电阻放电过快在开关管关断期间内电容上电压降低到反射电压，那么RCD吸收电容及电阻就等效并联在了变压器的副边，消耗的将是期望传递到副边的能量，将降低工作效率。

设定期望的过充电压为V1，在开关管导通时电容上的电压恰好放电到反射电压VRO，这样可以计算吸收电容的数值Cs。这是因为在每个开关周期内，电容电压变化产生的能量差与漏感中的能量基本是一致的，则有

(3)

其中，漏感LK是可以测量的，Ip也是可以计算的，反射电压VRO是已知的，因此就可以计算吸收电容的值Cs。确定吸收电容后，可以根据电容的放电公式计算吸收电阻。电容放电公式：

V1=VRO*exp(-t/τ)

其中t为截止期时间(按照最小占空比计算)，根据上式可以计算τ值，然后根据公式τ=RC来计算吸收电阻。图6为缓冲电容C2和变压器原边的电压波形。

图6 缓冲电容和变压器原边的电压波形

1.3.3 输出电路参数的计算

由于所设计的反激式开关电源的能量传递必须通过变压器转换实现，变压器的初次级两侧的开关(功率开关管和整流二极管)均工作在电流断续状态，故其输出电流的交流分量需要由输出滤波电容来吸收。对应输出整流二极管和滤波电容器的电流波形如图7所示。

图7 输出整流二极管和输出滤波电容的电流波形

由图7可以得到流过输出整流二极管的电流峰值IrecM与平均值Io、有效值Irecrms的关系为

(4)

其中Dmax表示输出整流二极管的最大导通占空比。式(4)表明随着输出整流二极管导通占空比的减小，相同输出电流平均值对应的电流峰值、电流有效值会增加。关于纹波电压的问题，如果要求输出纹波较低，可以增加输出滤波电容。较好的办法是在输出端附近加一小型LC噪声滤波器，取代原来昂贵的低内阻电容。

1.3.4 交叉调整率

在多路输出反激变换器的应用中，交叉调整率是一个重要的限制因素。由于导通期间变压器原边电感的储能作用，在导通结束时输入电流将达到某一最大峰值。当开关管关断时，该电流将转变为次级电流。理解交叉调整率的关键点就是这个转变的电流在各次级间是如何分配的。影响和改善交叉调整率的主要因素包括以下几方面[4]：

(1) 反馈绕组的选定

实际上大部分的初级电流将传递到漏感最小的次级输出，如果该输出没有用于反馈控制，那么将出现过冲现象。如果该输出用于反馈，那么占空比将会减小，从而将会降低其他输出。

(2) 增加辅助的二次稳压电路

另一个对交叉调整率起重要作用的因素是非反馈输出绕组的匝数选取。为了保证输出在一定的偏差范围内，常常需要增加或减少匝数以调整反馈输出。为使各输出保持在各自的指标范围内，将会增加选择和测试的时间，通常对几组超出偏差范围的输出增加线性开关稳压器进行二次稳压。

(3) 次级输出绕组串联电感

通过在次级输出绕组串联电感可解决该问题可解决该问题，电感可以控制开关管关断时的次级电流变化率。通过控制变化率，电压和负载交叉调整率都可获得显著改善，其中串联的电感值要远远大于副边绕组折射的漏感值。

2 测试结果

2.1 测试数据

电源开关频率为80 kHz，试验测得主要的数据：纹波34 mV(5.0 V/2.0 A)，158 mV(±12.0 V/0.5 A)，180 mV(15.0 V/1.0 A)，效率93%(满载条件下)，满足技术指标要求。

2.2 测试波形

图8为实际测得的开关管驱动波形和其对应的端电压波形。图9为开关管驱动波形和其对应的电流采样波形。

图8 开关管驱动波形和端电压波形

图9 开关管驱动波形和电流采样波形

3 结束语

在脉宽调制开关变换器中引入电流模式控制可大大减少控制回路所遇到的各种问题，尤其对于完全能量转换方式。由于辅助绕组作为闭环控制，对其的控制必然同时影响所有的输出电压，当某一输出调整率要求较高时，可以在该副边输出端加用三端线性集成稳压器。

[1] 张占松，蔡宣三. 开关电源的原理与设计[M]. 北京：电子工业出版社，2001.

[2] 阮新波，严仰光. 直流开关电源的软开关技术[M]. 北京：科学出版社，2000.

[3] Abraham I. Pressman, Keith Billings, Taylor Mor-ey. Switching Power Supply Design (Third Edition)[M]. 北京：电子工业出版社，2010.

[4] 杨恒. 开关电源典型设计实例精选[M]. 北京：中国电力出版社，2007.

Technical design of an auxiliary power supply on high-power power supply module

ZHOU Xin, ZHA Wen-qi, ZHANG Shuai, ZENG Ya-qi

(No. 724 Research Institute of CSIC, Nanjing 211153)

The working principle of an auxiliary power supply is elaborated, and the technical design of a flyback switching power supply is introduced in details with the key factors analyzed. From the test signal waveforms, it is demonstrated that the design method can reduce the switching power supply ripples, improve the power efficiency, and ensure stable voltage output.

phased array radar; transmission system; auxiliary power supply; flyback converter; current control mode; shock analysis; cross regulation

TN86

A

1009-0401(2017)04-0035-05

2017-10-10

周鑫(1989-)，男，工程师，硕士，研究方向：雷达发射与电源技术；查文琦(1990-)，男，工程师，硕士，研究方向：雷达发射与电源技术；张帅(1989-)，男，工程师，硕士，研究方向：雷达发射与电源技术；曾娅琪(1991-)，女，工程师，硕士，研究方向：雷达发射与电源技术。