一种方同轴线双耦合结构的宽带移相器

陈良圣，李祥菊,2，王群杰，谢 辉

(1. 安徽博微长安电子有限公司，安徽 六安 237010；2. 中国电子科技集团公司第三十八研究所，合肥 230088；3. 空军驻合肥地区军事代表室，合肥 230000)

一种方同轴线双耦合结构的宽带移相器

陈良圣1，李祥菊1,2，王群杰1，谢 辉3

(1. 安徽博微长安电子有限公司，安徽 六安 237010；2. 中国电子科技集团公司第三十八研究所，合肥 230088；3. 空军驻合肥地区军事代表室，合肥 230000)

基于Schiffman移相器，设计了一种2～6 GHz方同轴线双耦合结构的宽带移相器。该移相器可以实现90°的移相量。通过仿真设计，该移相器在3倍带宽内其模型具有较好的移相精度，且驻波和损耗也较小，验证了该方案的可行性。

Schiffman移相器；方同轴线；宽带

0 引 言

在雷达、微波通信系统中，移相器是一种基本元器件，对系统有着重要的作用。随着系统的高集成度和超宽带需求越来越广泛，移相器也向着小型化、宽带方向发展。自Schiffman工程师在1958年研发出Schiffman移相模型[1-2]后，国内外众多学者和工程技术人员都对其进行了研究。文献[3]介绍了一种微带结构的两个耦合线平行相连的Schiffman模型，移相器相对带宽为80%，移相精度小于±10°。文献[4]提出了一种基于悬置微带线结构的Schiffman移相器，在34～44 GHz内实现了45°相移，相对带宽为26%，功率容量为5 W。文献[5]介绍了一款基于Schiffman模型改进形式的X波段带状线移相器，在6～18 GHz内实现了90°相移，带内损耗≤1 dB，驻波<2.2。

本文介绍了一种基于Schiffman移相模型的方同轴线双耦合结构的宽带移相器。它可以在2～6 GHz三倍频内实现90°移相，相对带宽为100%，优于文献[3] 和文献[4]。此外，与文献[4]中的模型相比，由于采用同轴线结构，该移相器的耐功率为205 W，驻波优于1.3，损耗优于0.15 dB，相应指标优于文献[5]。

1 方同轴线

与常见的同轴线类似，方同轴线[6]是由两根同轴的方形导体构成的导行系统，结构如图1所示。其内外导体均为金属，外导体内壁边长为2a，内导体边长为2b。

图1 方同轴线的结构

文献[6]对方同轴线的特性阻抗和传输损耗进行了详细的分析计算，给出了其特性阻抗计算公式以及特性阻抗与方同轴线尺寸的关系，见图2所示。

图2 特性阻抗与方同轴线尺寸的关系

(1)

其中εr为相对介电常数，μr为相对磁导率，c=a-b/2。

根据微放电效应[7]，方同轴线内的击穿电压Umax和极限功率为

(2)

(3)

其中，d=a-b，m是电子的质量,e是电子的电量，Ø是初级电子相角，f是工作频率。

本文选用的方同轴线内外导体边长分别为2b=1.24 mm，2a=3.1 mm，端口阻抗Z0=50 Ω，根据式(2)和(3)可得该方同轴线的击穿电压Umax=143 V，极限功率Pmax=205 W。

2 Schiffman移相器

Schiffman移相器是一种宽带差分移相器，由两条传输线组成，一条是参考传输线，另一条是弯折的边缘耦合的传输线。

图3 Schiffman移相器的结构

图4 双耦合线Schiffman移相器的结构

耦合线的输入阻抗ZI和相移量Ø可以由下式计算：

(4)

Ø=cos-1((ρ-tan2θ)/(ρ+tan2θ))

(5)

其中，ρ=Z0e/Z0o，Z0e是耦合线的偶模特性阻抗，Z0o是耦合线的奇模特性阻抗。θ=βl是耦合线的电长度。

耦合度C与耦合线阻抗的关系为

(6)

选择合适的耦合线长度和间距，利用耦合传输线的非线性相位特性和参考传输线的线性相位特性，二者相位相减，可得Schiffman移相器的差分相移ΔØ：

(7)

其中，ρ=Z0e/Z0o，Kθ是参考传输线的电长度，K是参考传输线长度与耦合线长度的比值。

本文选用的双耦合线Schiffman移相器，其结构如图4所示，其差分相移ΔØ为

(8)

本文设计的移相模型中，参考线的耦合度C1=21 dB，耦合线的耦合度C2=7 dB，根据式(4)可得ρ1=1.2,ρ2=2.6，则两条耦合线的奇偶模阻抗为

3 仿真设计

方同轴线内外导体均为金属导体，考虑到移相器的尺寸和可加工性，内导体边长2b=1.24 mm，端口阻抗Z0=50 Ω，则外导体内边长2a=3.1 mm，介质支撑材料为聚四氟乙烯。具体设计步骤如下：

(1) 根据方同轴线端口阻抗Z0和工程要求，确定2a,2b；

(2) 根据参考线和耦合线耦合度C1,C2，计算出ρ1,ρ2，进而得到两条耦合线的奇偶模阻抗Z0e1,Z0o1,Z0e2，Z0o2；

(3) 根据奇偶模阻抗计算得出参考线和耦合线耦合段的宽度w1=1.4 mm，w2=0.8 mm和缝隙宽度d1=1.7 mm，d2=0.35 mm；

(4) 利用HFSS软件进行建模，如图5。优化耦合段的切角、长度l1,l2、线宽w1,w2和缝间距d1,d2，使结果达到最佳。

图5 模型

通过优化得到仿真结果如图6所示。从图中可以看出，在频带内移相起伏≤±7°，VSWR≤1.3，损耗≤0.15 dB。

图6 移相精度

图7 端口驻波

图8 损耗

4 结束语

本文基于Schiffman移相模型设计改进的移相器，对相关参数进行理论计算和HFSS软件的仿真设计。从仿真结果可以看出，该移相器在3倍带宽内，实现了90°的移相，移相精度≤±7°，VSWR≤1.3，损耗≤0.15 dB，验证了该方案的可行性。

[1] Schiffman B M．A New Class of Broad-Band Microwave 90-Degree Phase Shifters[J]．IRE Transactions on Microwave Theory and Techniques，1958，6(2)：232-237．

[2] Quirarte J L R，Starski J P．Synthesis of Schiffman phase shifters[J]．IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，1991，39(11)：1885-1889．

[3] Quirarte J L R，Starski J P．Novel Schiffman phase shifters[J]．IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，1993，41(1)：9-14．

[4] 王建，陈春红，邓晓东，吴文．基于悬置带线结构的毫米波移相器设计[J]．微波学报，2012(6)：155-157．

[5] 邢君，白明强，李畅游．一款X波段带状线移相器的设计[J]．舰船电子工程，2016(10)：170-172．

[6] 曹桂明，王积勤．方同轴线的特性分析[J]．上海航天，2003(2)：27-29．

[7] Wu CB，Sun Q F，Luo Y H，etal. Studies of Multipactor Threshold in Square Coaxial Lines[J]．Proceedings of 2000 ISAPE，2000：422- 425．

A broadband phase shifter with a square coaxial line double coupling structure

CHEN Liang-sheng1, LI Xiang-ju1,2, WANG Qun-jie1, XIE Hui3

(1. An’hui Bwchangan Electronics Co., Ltd., Lu’an 237010, China; 2. No. 38 Research Institute of CETC, Hefei 230088; 3. Military Representatives Office of the PLA Air Force in Hefei, Hefei 230000)

A broadband phase shifter with a square coaxial line double coupling structure is designed based on the Schiffman phase shifter at the frequency of 2～6 GHz. The phase shifter can obtain 90°phase shift. Through the simulation design, the phase shifter has better phase-shifting accuracy and less standing wave and loss in triple bandwidth, which verifies the feasibility of the scheme.

Schiffman phase shifter; square coaxial line; broadband

TN95

A

1009-0401(2017)04-0044-03

2017-10-22；

2017-10-29

陈良圣(1984-)，男，工程师，研究方向：阵列天线、微波网络；李祥菊(1985-)，女，工程师，研究方向：雷达天馈系统；王群杰(1975-)，男，高级工程师，研究方向：雷达天馈系统；谢辉(1979-)，男，硕士，研究方向：雷达系统工程。