变频交流发电系统双定子绕组异步发电机低载波比控制

庄圣伦，黄文新，卜飞飞，宋玲

南京航空航天大学 自动化学院，南京 210016

变频交流发电系统双定子绕组异步发电机低载波比控制

庄圣伦，黄文新*，卜飞飞，宋玲

南京航空航天大学 自动化学院，南京 210016

随着多电全电飞机的发展，变频交流(VFAC)电源发电系统已广泛应用于大型民用飞机之中。VFAC系统的主发电机具有功率大、基波频率高的特点，而大功率器件的开关频率通常不高于5 kHz，因此，如何在有限载波比下保证输出电压波形质量及动态性能成为了研究的重点。基于双定子绕组异步电机(DWIG)VFAC发电系统，利用特定次谐波消除脉宽调制法(SHEPWM)，针对不同的基波频率段选择不同的载波比，在保证波形质量的同时做到开关频率最低。针对SHEPWM无法实时控制的问题，采用磁链追踪控制(FTTC)对SHEPWM调制进行了改进，保证了系统动态性能，仿真和实验验证了方法的正确和有效性。低载波比控制方法不仅可以应用于变频交流发电系统，而且同样适用于中频变换器等场合。

变频交流系统; 双定子绕组发电机(DWIG); 特定次谐波消除PWM(SHEPWM);低载波比;磁链追踪控制

随着飞机的功能日益完善，用电量不断增加，发展多电或全电飞机已经成为了飞机发展的趋势。将机械、液压等传动机构改成电传机构，不仅可以提高飞机的可靠性、可维护性和可操纵性，而且可以减轻飞机的重量。在大飞机供电系统中，由于加热、照明等一系列对频率不敏感的负载占总负载容量的50%以上，相较于恒频交流电源发电系统，变频交流(Variable Frequency AC,VFAC)电源已成为大飞机电源系统的一种优秀方案，因此一些新研制的飞机，如欧洲的“阵风”战斗机、波音787飞机和空客A380等，都采用了这种供电系统[1-3]。

目前无刷三级式同步机是VFAC系统的主发电机，但是电机无刷化的代价是采用了复杂的转子结构，影响了电源系统的可靠性。而后，另一种正弦交流发电机:双定子绕组异步发电机(Dual-stator Winding Induction Generator,DWIG)引起了研究界的注意[4-6]，作为VFAC主发电机的一种可选方案。DWIG的转子为普通笼型，结构坚固可靠，定子有两套交流绕组：一套为功率绕组，输出变频交流电能；另一套为控制绕组，由电力电子变换器进行控制。该发电系统实现了有功输出与无功励磁的独立控制，表现出优秀的动静态性能品质。

近年来，已有学者针对DWIG变频交流发电系统展开了一系列的研究，文献[7]提出一种适用于变频交流系统的转差频率控制策略，文献[8]研究了系统参数设计和优化，文献[9-12]分别研究了系统的动态特性和稳态特性，然而这些研究均没有考虑到开关频率对于系统工作性能的影响。变频交流系统中，以波音787为例，单台发电机的用电功率高达250 kW，在容量达百千瓦功率等级的电能变换场合，需采用大功率的绝缘双极型晶体管(IGBT)，其开关特性决定开关频率在1～4 kHz之间，很少超过5 kHz，较低的开关频率使得开关管损耗降低，有利于散热系统的设计，并且低开关频率可以削弱变流器对外部器件的电磁干扰[13]。变频交流系统的基波范围为360～800 Hz，随着基波频率的提高，调制波的载波比变小，如采用5 kHz开关频率的IGBT输出基频800 Hz，一个周期内载波比仅略高于6，一般的异步调制(如空间电压矢量调制)引入电机中的偶次谐波电流对发电系统的影响已不能忽略，除此以外，低载波比将会使波形质量恶化，并带来控制上的一系列困难[14-15]。综上所述，有必要对系统的调制策略进行研究。

特定次谐波消除脉宽调制法(Specific Harmonic Elimination Pulse-Width Modulation,SHEPWM)是工程上常用的低载波比调制手段，常用于轨道交通等大功率牵引场合[16]，其同步对称性可以保证系统在低载波比下获得优越的谐波抑制性能，因此可推广应用于VFAC场合。但SHEPWM不能直接应用于高性能闭环控制，在一个周期内多次变功率管的开关角将会导致系统过流[13]。为解决上述问题，德国的Holtz教授提出一种定子磁链轨迹跟踪控制(Flux Trajectory Tracking Control，FTTC)技术[17-20]，实现了同步调制下的异步电机高性能闭环控制。此外，文献[21-22]将其拓展到同步电机应用场合。值得注意的是，上述文章均应用于调速场合，且采用的是矢量控制策略，而本文研究的对象为发电场合，并采用转差频率控制。与调速系统不同，发电场合侧重于稳态波形质量，且由于控制算法的区别，有必要分别对其稳态和动态性能进行分析。

本文首先分析了稳态情况下控制绕组电压的谐波特性，确定了在不同频率下满足输出电压稳态要求的半周期开关角次数；其次提出了转差频率下FTTC的控制策略，实现了不同载波比之间的平滑切换；最后在一台15 kW样机上搭建了基于DSP和FPGA的实验平台，实验结果验证了低载波比的SHEPWM在DWIG变频交流发电系统中的可行性。

1 SHEPWM调制下DWIG发电系统谐波特性

图1给出了DWIG发电系统框图。发电机的控制绕组通过滤波电感L连接控制变换器(SEC)，控制变换器直流母线接有励磁电容CcDc，可输出高压直流电，低压蓄电池通过反并联二极管D连接母线，在发电系统建压过程中提供初始励磁能量，当发电电压升高后二极管阻断高压。功率绕组为三相四线制，发电机出线端直接连接发电机励磁电容组C，在提供部分励磁无功的同时还具有输出电压滤波功能，ZA、ZB和ZC分别为三相负载。

SHEPWM通常通过查表法实现，具体做法为将不同调制比下的半周期开关时刻离线算好，存于控制器的开关表P(M,N)中，开关表P(M,N)是调制比M和半周期开关角个数N的函数。工作时，根据当前输出电压的幅值决定调用P(M，N)表中哪组开关角，然后根据当前电压矢量的位置决定逆变器开关状态。本文中，N的选取希望使得系统最高开关频率小于5 kHz，符合一般大功率器件的开关频率要求，同时需要使得VFAC系统输出电压谐波含量(Total Harmonic Distortion, THD)小于5%，满足国军标要求。由于N的取值越大，消除的谐波次数越高，功率绕组输出电压波形质量就越好，因此上述两种情况分别决定了载波比选择的上限和下限。功率绕组稳态电压谐波大小和两个要素有关，一是控制绕组逆变器输出电压的谐波含量;二是发电系统拓扑的影响，下面从两方面进行分析。

图1 双定子绕组异步电机(DWIG)发电系统
Fig.1Dual-stator Winding Induction Generator(DWIG) generation system

1.1 调制波谐波特性

本文使用的是两电平双极性SHEPWM，其具有半周期奇对称和四分之一周期偶对称的特点，无偶次谐波。以N=3为例，典型的SHEPWM波形如图2所示,N1、N2和N3表示四分之一周期内开关管的动作时刻。

根据最优谐波消除思想，对于三相对称系统，N次开关共可以消除3N-2次的谐波。将SHEPWM在[0,T]上做傅里叶展开可得

(1)

式中：

f(t)为关于角度和调制比的开关函数，上桥臂导通时输出1，否则为-1。

图2 典型的SHEPWM调制波
Fig.2 Typical SHEPWM modulation wave

根据式(1)可分析任意调制比下的SHEPWM谐波含量。图3给出了电压谐波THD与调制比的关系图，可看出，全调制比下3N+2次谐波始终占主导地位，其最大值在某些调制比下甚至高于基波，其次是3N+4次谐波和3N+10次谐波。以N=3为例，其主导谐波为11、13及19次，不含有5、7次谐波。随着频率的增加，回路阻抗迅速增加，因此更高次的谐波电压所产生的影响基本可以忽略。

图3 控制绕组SHEPWM电压THD与调制比关系
Fig.3Relationship between control winding SHEPWM voltage THD and modulation ratio of SHEPWM

1.2 发电系统拓扑谐波特性

以一台DWIG样机为例，电机参数见附录A，其等效电路如图4所示。

Rp分别为控制绕组、转子及功率绕组电阻；ip、ic、ir及iL分别为功率绕组、控制绕组、转子及负载电

首先分析系统空载的情况，此时系统在静止坐标下的状态方程为

(2)

式中:

C=0 0 0 1

图4 DWIG空载等效电路图
Fig.4 DWIG equivalent circuit without load

可根据式(2)可绘制出不同转速下(对应转子频率分别为fz=400、500及600 Hz)控制绕组电压Uc到功率绕组电压Up的幅频特性，如图5所示。从图5中看出，每条曲线均有两个波峰，其中第1个波峰物理意义如下：当定子频率和转子频率相差较多时，转差率较大，转子回路等效阻抗很小，因此控制绕组电流绝大部分将流经转子，不经过励磁回路，此时感应电势很小，因而功率绕组侧的电压也很小，而当定转子频率接近时，气隙感应电势变大，功率绕组电压随之变大，当定转子频率相同时控制绕组电压可最大限度感应至功率绕组侧，因此该峰值位置随转子转速变化而改变。而第2个波峰是由功率绕组励磁电容和电机电感谐振产生的，和转子频率基本无关。

图5 输入输出电压空载幅频特性
Fig.5 Input-output voltage bode diagram without load

图6 容性及感性负载的输入输出电压伯德图
Fig.6Input-output voltage Bode diagram with capacitive-load and inductive-load

下面分析系统带载时稳态特性。很显然，系统带阻性负载工作时的谐振峰值小于空载，因此不再单独分析。当负载为容性或感性时，仿照空载情况列写状态方程，并绘制控制绕组电压到功率绕组电压的伯德图。图6给出了500 Hz下系统带0.7功率因数感性负载或容性负载满载工作时的幅频特性曲线。

可以看出，容性负载极大地抑制了谐振峰值，这是因为容性负载与励磁电容的并联可以视作为纯阻性负载与等效励磁电容的并联，而纯阻性负载对谐振有阻尼作用。此外，感性负载使得系统谐振点和峰值均发生了变化，可总的来看，谐振峰值依然小于空载，且在高频段与空载时幅频特性相同。综上所述，空载时发电系统拓扑的谐波衰减特性最为恶劣，如果N的选取可以使空载谐波达到设计指标，则带负载工作时一定满足要求。

利用图3及图5，可计算得到不同调制比下功率绕组电压THD随基波频率f变化的曲线簇。图7给出了N=3和N=5时的功率绕组电压THD曲线。

图7 功率绕组电压THD与调制比及转速的关系
Fig.7Relationship among power winding voltage THD modulation ratio and rotor speed

由图7可得本文的半周期开关角选取方式。为了保证系统谐波特性满足要求时开关频率最低，当基波频率处于最低工作频率360 Hz时，令N=5，此时功率绕组THD的理论最大值不到1.7%，随着基波频率的提升，在430 Hz以上，选择N=3，此时稳态THD的最大值略小于4%,可以满足系统要求。从开关频率的角度来看，N选取3或5时，430 Hz基波频率下的开关频率分别为2 580 Hz和4 300 Hz，同样符合开关频率的范围要求，因此切换频率的选择是合理的。

1.3 仿真验证

利用MATLAB对不同载波比下的功率绕组电压进行仿真验证，图8及图9分别给出了N=3，基波频率f=430 Hz及N=5，基波频率f=360 Hz下功率绕组空载电压波形及其对应的THD。Upa、Upb和Upc分别为功率绕组A、B和C三相电压。仿真得到的THD略大于图7中的值，这是因为上文分析THD时忽略了高次谐波的影响，但两者大小相似。仿真结果表明本文的半周期开关角选择可以满足电压THD指标。

图8 f=430 Hz，N=3下功率绕组电压波形及THD
Fig.8Power winding voltage waveform and THD with stator frequency f=430 Hz, and N=3

2 SHEPWM调制下DWIG闭环控制系统

2.1 DWIG转差频率控制策略

图9 f=360 Hz，N=5下功率绕组电压波形及THD
Fig.9Power winding voltage waveform and THD with stator frequency f=360 Hz, and N=5

图10 DWIG转差频率控制策略
Fig.10 DWIG V/F control diagram

DWIG转差频率控制本质上是对系统有功和无功的直接控制。稳态工作时，发电系统输入输出有功分量保持平衡，控制绕组母线电压恒定。当功率绕组突加负载时，由于系统消耗有功增加，功率平衡被打破，母线电压随之降低，而异步电机的转差率与转矩成正比关系，拉开电机转差可以迅速增大系统有功输出，恢复输入输出功率平衡，使得母线电压重新恒定。功率绕组电压的幅值与电机励磁无功相关，当功率绕组电压幅值跌落时，通过增大励磁无功使得输出电压幅值恢复。该方法兼顾了快速性和稳态性能，取得了良好的实验效果。下文将讨论调制策略从SVPWM变成SHEPWM后带来的影响。

2.2 SHEPWM闭环控制存在的问题

(3)

(4)

而系统从零时刻起一直按P(2)组开关角工作对应的优化磁链轨迹2为

(5)

(6)

式(6)表示的磁链直流偏置分量将引起三相电流产生相应的直流偏置，高性能系统需要不断更改调制比M，误差的累积将会造成磁链轨迹偏离稳态优化轨迹，从而导致电流轨迹偏离、发生过流，所以，SHPWM调制不能直接应用于实时控制。

2.3 FTTC控制与载波比切换

磁链追踪控制(FTTC)的本质是一种磁链闭环控制，通过计算当前磁链和优化磁链之间的误差，实时修正最优开关角的时刻，即令开关角延时或提前开通，使实际磁链ψs跟随期望的优化磁链ψss，从而消除动态调制误差d(t)，避免过流。

由于变频交流系统中电机转速较高，因此在计算磁链时可忽略定子电阻上的压降。以A相为例，设t1时刻开始系统切换为最优电压ussa(ωt)，则优化磁链的表达式为

(7)

(8)

每一个不同的调制比对应的初始偏置总是不同的，且从式(8)看出，该值大小与基波频率相关。为方便使用，可以将额定频率下初始偏置制成开关表。当基波频率改变时，磁链偏置需要乘以相应的比例系数进行修正。修正系数为：k=f1/f，f1为额定频率，f为当前频率。

实际磁链可简化为输出相电压的积分：

(9)

结合式(6)～式(9)可求出A相磁链动态调制误差。同理可得B、C相的动态误差，再通过式(10)求出单个控制周期内每次开通或关断时最优电压矢量需要修正的大小，其中Na、Nb、Nc为单位控制周期内各相对应开关次数，da、db、dc为每相磁链动态误差：

(10)

以A相为例，当da为正时，表示桥臂上开关管需要多开通ΔTa(θ)，反之则下桥臂多开通ΔTa(θ)。图11给出了一次控制周期内的修正示意图，设相邻两个控制周期内(T(k-1)和T(k))的修正量ΔTa(k-1)(θ)为正，ΔTa(k)(θ)为负，实线表示未经修正的最优开关角度，虚线表示修正后的开关角度。在修正过程中，必须满足补偿后的开关角依然保持θk+1>θk，如果需要修正的量超过这一限制，则延至下一控制周期进行操作。

图11 开关角修正示意图
Fig.11 Switching angle revision diagram

图12 载波比从5变化至3时磁链轨迹追踪过程
Fig.12Flux tracing process when carrier ratio changes from 5 to 3

上述磁链追踪方法同样也可应用于载波比切换的场合。图12给出了载波比变化时优化磁链轨迹的追踪过程，其中前四分之一周期部分表示N=5时的优化磁链轨迹，之后在四分之一周期处载波比切换为N=3。可以看到，跳变点处两个轨迹存在稳态误差。在FTTC作用下，该误差被平均分布到一个控制周期中，实现了磁链的平滑过渡。

2.4 转差频率控制的FTTC发电系统

矢量控制与FTTC结合的最大的问题是如何得到平稳的基波电压u*。一般而言电流调节器的输出中含有较大谐波，计算得到的参考电压无法直接应用于SHEPWM，为解决上述问题，文献[19]及文献[21]采用了自控电机法构建了基波电流观测器。然而在转差频率控制中，调节器直接输出了转差频率和定子电压幅值。由于转子转速在单控制周期中基本不变，转差频率相对转子频率是很小的值，因此定子频率相当平稳。此外，定子电压幅值也可以直接转换为调制比，这种优点使得闭环控制变得相当简单。只需在图10所示转差频率控制基础上，将调节量转换为调制比M与电压相角θ，最后通过SHEPWM及FTTC策略控制变换器各桥臂开关序列，实现闭环控制。据此可以得到系统控制框图如图13所示。

图13 SHEPWM调制下的转差频率控制框图
Fig.13Diagram for V/F control with SHEPWM modulation

3 实验验证

SHEPWM的实现需要大量并行的逻辑运算，而DSP对数据是串行处理，这将会消耗大量片上资源，甚至影响正常的系统控制。为解决上述问题，本文采用Altera公司EP4CE15型FPGA与TM28335相结合的方法，由DSP负责采样并计算定子频率和幅值，而FPGA则负责完成SHEPWM的发送和FTTC功能，两者通过SPI进行通讯。每个DSP控制周期内，新的调制比和频率从DSP发送给FPGA，FPGA根据调制比选择开关表，并将频率通过积分转化为当前开关角度，FTTC模块在高速全局时钟作用下迅速计算当前调制比对应的优化磁链，并与实时磁链进行比较，根据当前DSP控制周期内开关管的开关次数和磁链差值实时修正开关管的开关时刻，最后经过死区模块对外输出IGBT的驱动信号。图14给出了FPGA和DSP中系统逻辑框图。

为验证DWIG发电系统的稳态性能，以一台15 kW样机为例，图15(a)、图15(b)和图16(a)、图16(b)分别给出了N=3，f=430 Hz和N=5，f=360 Hz时的空载稳态波形及相应的THD。电机的参数见附录A。

图14 FPGA及DSP逻辑框图
Fig.14 FPGA and DSP’s logic diagram

图15 N=3, f=430 Hz下系统稳态波形(2 ms/div)
Fig.15Steady state waveform with N=3, and f=430 Hz (2 ms/div)

图15(a)及图16(a)中，示波器1通道Upa为功率绕组A相电压(200 V/div)；2通道Ucdc为母线电压(200 V/div)；3通道Ica为控制绕组A相电流(50 A/div)； 4通道ILa为负载A相电流(80 A/div)；图15(b)及图16(b)为功率绕组电压THD。稳态时，控制绕组电流和功率绕组电压相位之差近似成90°关系，且由THD的实验结果可见，基波电压有效值为115 V左右，当N=3时，功率绕组电压最低次谐波为11次，THD为4.475%，而当N=5时，最低次谐波为17次，功率绕组电压THD为2.156%，两者均满足设计指标。

为验证发电系统的动态性能，图17和图18分别给出了N=3，f=430 Hz和N=5，f=360 Hz时的突加突卸载波形，各通道对应的波形含义与图15(a)，图16(a)一致。负载为三相对称阻性负载，每相电阻为4.1 Ω。由于阻性负载并没有直接影响电机的励磁无功，因此功率绕组电压基本保持不变，加卸载对母线电压造成了约60 ms的动态时间。该值小于美军标MIL-STD-407F对于航空电源动态恢复时间80 ms的要求。

图19给出了基波频率f=430 Hz左右调制比从N=5切换至N=3时的空载波形。图19(b)为图19(a)在切换点的细节展开图。从图中可见，系统平稳切换，电流基本无冲击，输出电压保持不变。

通过上述稳态和动态实验可知，FTTC+转差频率控制策略在变频交流发电系统中可以取得良好的效果。

图16 N=5, f=360 Hz下系统稳态波形(2 ms/div)
Fig.16Steady state waveform with N=5, and f=360 Hz (2 ms/div)

图17N=3, f=430 Hz下系统动态波形 (10 ms/div)
Fig.17Dynamic waveform with N=3, and f=430 Hz (10 ms/div)

图18N=5, f=360 Hz下系统动态波形 (10 ms/div)
Fig.18Dynamic waveform with N=5, and f=360Hz (10 ms/div)

图19f=430 Hz附近调制比从N=5切换至 N=3的空载波形
Fig.19 Waveform without load of when carrier ratio change from N=5 to N=3 and fundamental frequency is near f=430 Hz

4 结 论

1) 通过不同转速下选择合适的载波比，DWIG发电系统可在同步调制下实现良好的稳态谐波性能，极大地降低了开关频率。

2) 同步调制下，通过采用FTTC策略，转差频率加负载前馈控制可以应用于变频交流发电系统的实时控制中，其动态性能可以满足航空电源系统的要求，且在载波比切换场合可以实现平稳过度。

[1] 程国华. 大型民用飞机电源系统的现状与发展[J]. 民用飞机设计与研究，2008，4(1)： 1-5.

CHENG G H. The current situation and development of large civil aircraft power system[J]. Civil Aircraft Design and Research, 2008, 4(1): 1-5(in Chinese).

[2] ABANSAL R, BHATTI T, KOTHARI D. Bibliography on the application of induction generators in nonconventional energy systems[J]. IEEE Transactions on Energy Conversion, 2003, 18(3) : 433-439.

[3] ELBULUK M, KANKAN M. Potential starter/generator technologies for future aerospace applications[J]. IEEE Aerospace & Electronic Systems Magazine, 1997, 12(5): 24-31.

[4] MA W M, WANG D, ZHANG B. A high speed induction generator based on power integration techniques[C]∥Industry Applications Conference, 2005: 2272-2279.

[5] OJO O, DAVIDSON I. PWM-VSI inverter-assisted stand-alone dual stator winding induction generator[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2000, 36(6): 1604-1611.

[6] BU F F, HU Y W, HUANG W X, et al. Wide-speed-range-operation dual stator-winding induction generator DC generating system for wind power applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015,30(2): 561-573.

[7] BU F F, HUANG W X, HU Y W. A stand-alone dual stator-winding induction generator variable frequency AC power system[J]. IEEE Transaction on Power Electronics, 2012, 27(1): 10-13.

[8] 刘陵顺,胡育文,黄文新. 变速运行的双绕组感应发电机电磁优化设计[J]. 中国电机工程学报，2006，26(3)：125-130.

LIU L S, HU Y W, HUANG W X. Optimal design of dual stator-winding induction generator Operating with variable speed[J]. Proceedings of the CSEE, 2006, 26(3): 125-130 (in Chinese).

[9] LI Y, HU Y W, HUANG W X. The capacity optimization for the static excitation controller of the dual-stator-winding induction generator operating in a wide speed range[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2009, 56(2): 530-541.

[10] BU F F, HU Y W, HUANG W X. Parameters design and static performance of dual stator-winding induction generator variable frequency AC generating system with inductive and capacitive loads[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2014, 61(8): 3902-3914.

[11] 庄圣伦, 黄文新. 定子双绕组异步发电机航空变频交流发电系统不对称运行性能分析[J]. 航空学报, 2014, 35(12): 3416-3424.

ZHUANG S L, HUANG W X. Asymmetric operation performance for variable frequency AC generation system based on dual stator-winding induction generator[J]. Acta Aeronautica et Astronautica Sinica, 2014, 35(12): 3416-3424 (in Chinese).

[12] 史经奎,卜飞飞. 基于定子双绕组异步发电机的交直流混合发电系统[J]. 电工技术学报,2016, 31(2): 38-46.

SHI J K, BU F F. AC&DC hybrid power supply system based on dual stator-winding induction generator[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(2): 38-46 (in Chinese).

[13] 伍小杰, 袁庆庆. 基于复矢量调节器的低开关频率同步电机控制[J]. 中国电机工程学报, 2012, 32(2): 124-129.

WU X J, YUAN Q Q. A novel complex state current controller for synchronous motor at very low switching frequency[J]. Proceedings of the CSEE，2012, 32(2):124-129 (in Chinese).

[14] 马小亮．概述低开关频率 PWM 变频的问题及解决办法 [J]. 电气传动, 2009,39(5): 3-9.

MA X L. Problems and solutions of low frequency PWM inverters-an overview[J]. Electric Drive, 2009,39(5):3-9 (in Chinese).

[15] OIKONMOU N. Control of medium-voltage drives at very low switching frequency[M]．Wupperta：Logos Verlag, 2008: 3-8．

[16] 王琛琛．大功率交流电力机车脉宽调制方法[J]. 电工技术学报, 2012,27(2): 173-178.

WANG C C. Research on the PWM method of high power AC electrical locomotive[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2012, 27(2): 173-178 (in Chinese).

[17] OIKONOMOU N. Closed-loop control of medium-voltage drives operated with synchronous optimal pulsewidth modulation [J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2008, 44(1): 115-123.

[18] JOACHIM H. Fast dynamic control of medium voltage drives operating at very low switching frequency-an Overview[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2008, 44(3): 1005-1013.

[19] JOACHIM H. Estimation of the fundamental current in low switching frequency high-dynamic medium voltage drives[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2008, 44(5): 1597-1605.

[20] JOACHIM H. Synchronous optimal pulsewidth modulation and stator flux trajectory control for medium-voltage drives[J]. IEEE Transactions on Industrial Applications, 2007, 43(2): 600-608.

[21] 符晓. 电励磁同步电机低开关频率控制技术研究[D].徐州: 中国矿业大学, 2011.

FU X. Control of electrical excited synchronous machine at low switching frequency[D]. Xuzhou: China University of Mining and Technology, 2011 (in Chinese).

[22] 袁庆庆. 双三电平PWM变频器低开关频率关键技术研究[D]. 徐州:中国矿业大学, 2014.

YUAN Q Q. Study on the back to back three-level PWM converter with a low switching frequency[D]. Xuzhou: China University of Mining and Technology, 2014 (in Chinese).

附录A 电机参数

参数符号取值功率绕组额定功率PpN/kW15功率绕组额定相电压有效值UpN/V115极对数p3额定频率fN/Hz400功率绕组电阻rp/pu0．0083功率绕组漏抗Xσp/pu0．087控制绕组电阻rc/pu0．0094控制绕组滤波电抗Xσc/pu0．613转子电阻rr/pu0．0063转子漏抗Xσr/pu0．058励磁电抗Xm/pu1．506

Lowcarrierratiocontrolofdual-statorwindinginductiongeneratorforvariablefrequencyACsystem

ZHUANGShenglun,HUANGWenxin*,BUFeifei,SONGLing

CollegeofAutomationEngineering,NanjingUniversityofAeronauticsandAstronautics,Nanjing210016,China

Withthedevelopmentofmoreelectric/allelectricaircraft,VariableFrequencyACGenerationSYSTEM(VFACSYSTEM)hasbeenwidelyusedinlargecivilaircraft.Inthispaper,theVFACgeneratorsystembasedontheDual-StatorWindingInductionGenerator(DWIG)isdiscussed,whichhasthefeatureofhighpoweroutputpersinglegeneratorandhighfundamentalfrequency.Generally,theswitchingfrequencyofthehighpowerdevicedoesnotexceed5kHz,sohowtoensurethequalityofthesystemoutputvoltageandthedynamicperformancewithlimitedcarrierratiobecomesthefocusofthestudy.Inthispaper,theSpecificHarmonicEliminationPulse-WidthModulation(SHEPWM)isadoptedandthecarrierratiochangeswithdifferentfundamentalfrequencyrange,thusthesystem’sswitchinglossislimitedwhiletheoutputvoltage’squalityremainsgood.AsSHEPWMdoesnothavethefunctionofreal-timecontrol,FluxTrajectoryTracingControl(FTTC)isadoptedtoimproveslip-frequencycontrol.Simulationandexperimentprovethecorrectnessandeffectivenessofthemethodproposed,whichcanbealsousedformediumfrequencyinverter.

VFACsystem;Dual-StatorWindingInductionGenerator(DWIG);SpecificHarmonicEliminationPWM(SHEPWM);lowcarrierratio;fluxtrajectorytracingcontrol

2017-03-14；

2017-04-12；

2017-05-04；Publishedonline2017-05-181116

URL：http://hkxb.buaa.edu.cn/CN/html/20171223.html

s：NationalNaturalScienceFoundationofChina(51277095,51507079);AeronauticalScienceFoundationofChina(2016ZC52020)

.E-mailHuangwx@nuaa.edu.cn

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10.7527/S1000-6893.2017.321242

2017-03-14；退修日期2017-04-12；录用日期2017-05-04；网络出版时间2017-05-181116

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国家自然科学基金(51277095，51507079); 航空科学基金(2016ZC52020)

.E-mailHuangwx@nuaa.edu.cn

庄圣伦，黄文新，卜飞飞，等.变频交流发电系统双定子绕组异步发电机低载波比控制J. 航空学报，2017,38(12):321242.ZHUANGSL,HUANGWX,BUFF,etal.Lowcarrierratiocontrolofdual-statorwindinginductiongeneratorforvariablefrequencyACsystemJ.ActaAeronauticaetAstronauticaSinica,2017,38(12):321242.

TM354

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1000-6893(2017)12-321242-11

苏磊)