用于超高频射频识别读写器Mixer-First接收机的新型直流分量消除技术

郑凡凡，谈 熙，闵 昊

(复旦大学 专用集成电路与系统国家重点实验室，上海201203)

用于超高频射频识别读写器Mixer-First接收机的新型直流分量消除技术

郑凡凡，谈 熙，闵 昊

(复旦大学 专用集成电路与系统国家重点实验室，上海201203)

由于收发隔离度有限，超高频射频识别读写器的接收机面临着发射机载波泄漏的问题，基于Mixer-First结构的接收机，提出了一种新型的直流分量消除技术.在无源混频器的中频输出端设计一个由电感、电容等器件组成的带通滤波器，滤除泄漏载波经过下变频产生的直流分量.同时相比于传统的交流耦合方式，该技术可以缩短直流分量的稳定时间.仿真结果表明，当标签返回信号数据率为400kb/s时，该结构的带通滤波器的直流衰减约为-50dB，同时直流分量的稳定时间约为6μs，只有传统交流耦合方式的一半左右.该技术可以扩展接收机的动态范围.

射频识别读写器； 接收机； 载波泄漏； 直流分量消除； 带通滤波器

射频识别(Radio Frequency Identification, RFID)技术是一种无线通信技术，它利用射频信号进行信息传递并达到识别物体的目的.近年来，射频识别技术取得了飞速的发展，在门禁、防伪、智能交通、图书管理、机场货物跟踪等方面取得了广泛的应用[1].相比于低频(Low-Frequency, LF)射频识别技术和高频(High-Frequency, HF)射频识别技术，超高频(Ultra-High-Frequency, UHF)射频识别技术传输距离更远、数据传输速率更高、天线尺寸更小、支持可重复读写，因此具有广阔的前景.

一个典型的射频识别系统由读写器、标签和计算机应用软件系统组成，其中读写器在整个射频识别系统中发挥着至关重要的作用，图1给出了射频识别系统的结构框图.

1 背景介绍

在无源超高频射频识别系统读写器接收机的设计过程中，面临着发射机造成的载波泄漏问题[2-4]，载波泄漏的示意图如图2所示.由于无源标签没有电源，它的内部电路需要对读写器发射机产生的连续载波进行整流以提供使自己正常工作的电压，同时标签通过反向散射调制的方式完成返回信号的传递.所以读写器的接收机在接收标签返回信号时，发射机一直在发射一个大功率的连续载波，并且接收信号和发射信号同频.对于一个单天线的RFID系统，由于收发隔离器件(如环形器、定向耦合器)的隔离度不能够达到理论上的无限大，所以发射的射频载波信号会有一部分泄漏进入接收机中.随着隔离度和发射功率的变化，泄漏功率通常在0～10dBm之间.根据读写器和标签之间的链路分析计算[5]，当两者的距离在数米之间时，标签返回信号的功率约为-70～-50dBm.所以泄漏载波信号的功率远大于标签返回信号的功率.泄漏载波会对接收机的灵敏度产生负面影响，甚至有可能阻塞接收机.

图1 射频识别系统的结构框图Fig.1 Structure of RFID system

图2 读写器接收机中的载波泄漏问题Fig.2 Carrier leakage problem in the receiver in UHF RFID reader

传统的零中频接收机中通常包含了射频带通滤波器、低噪声放大器和下变频器[6-7].近年来，一种不包含低噪声放大器(Low Noise Amplifier, LNA)而直接将无源下变频混频器和接收天线相连的零中频接收机架构取得了广泛的研究和关注.分别将两者称为LNA-First接收机和Mixer-First接收机，相比于LNA-First架构接收机，Mixer-First架构接收机具有很多优点.Mixer-First架构接收机具有更低的功耗和更好的线性度[8-9]，以承受大的泄漏信号功率.无源混频器具有相对比较大的1dB压缩点[10]，当然它的转换增益比较小，一般在后级加上放大器以提供足够的整体链路增益.

泄漏载波信号和标签返回信号同时进入Mixer-First接收机后，首先经过无源下变频混频器，由于读写器收发同频，泄漏载波和本振信号混频产生直流分量.直流分量可能大到几百个毫伏，必须消除直流分量，否则它将导致接收机无法正常工作.去除直流分量的一种方法是使用无源器件R和C构成一阶高通滤波器，如图3(a)所示，这种方法通常称为交流耦合方法(AC Coupling).清华大学Sun和Chi等[11]对传统的一阶RC高通滤波器进行了改进，提出了一种使用小电阻并联一个大电阻的方式使得高通滤波器的截止频率可控，同时通过控制信号获得较快的直流稳定时间.另外一种方法是使用直流消除反馈环路[12]，如图3(b)所示，该方法电路结构比较复杂.

本章基于Mixer-First结构的零中频接收机，提出了一种新的结构来消除泄漏载波在经过下变频以后产生的大直流分量对接收机后级电路造成的影响.在无源下变频混频器的中频输出端对地短接一个电感，设计一个由电感、电容等构成的带通滤波器(Bandpass Filter, BPF)(图4)，滤除直流分量.之后对上述结构的带通滤波器进行性能指标的分析，并且根据EPC Global Class-1 Generation-2通信协议分析了该结构对直流分量稳定时间的影响.分别设计了接收机中的各个电路模块.通过仿真验证可以得出，该方法可以增大接收机的线性度和动态范围，使其在大功率的泄漏载波存在时正常工作.

图3 2种常用的消除直流分量的方法Fig.3 Two methods for cancelling the DC component

图4 由一个电感和一个电容组成的带通滤波器Fig.4 BPF composed of an inductor and a capacitor

2 接收机系统的研究与设计

2.1 消除直流分量原理

本文在无源下变频器的中频端对地短接一个电感和电容，形成一个带通滤波器，电感用于滤除泄漏载波经过下变频产生的直流分量，电容用于滤除本振-中频端和射频-中频端由于隔离度有限而泄漏的射频信号.假设无源下变频混频器中NMOS管的导通电阻为R1，电感的感值为L，寄生电阻为r，则这个带通滤波器的电路示意图如4所示.该带通滤波器的传输特性为

(1)

谐振频率近似为

(2)

记A=1/R1+1/R2+Cr/L，则-3dB带宽为

(3)

(4)

对于谐振频率处的信号的增益为

(5)

由式(4)可以看到，下变频器中频输出端的直流分量会被由电感、电容构成的带通滤波器滤除.理想情况下，电感没有寄生电阻，此时该滤波器可以对直流分量进行完全的消除，实际情况下，一定数值的电感有一定的寄生电阻，由于寄生电阻很小，所以该滤波器仍然可以对直流分量进行大幅度的衰减.衰减值由电感寄生电阻和MOS管导通电阻共同决定.如果要增大对直流分量的衰减程度，需要减小电感的寄生电阻，增加晶体管的导通电阻.带宽关系着解调得到的FM0信号的信号完整性，如果要增加滤波器的带宽，由式(3)知道，需要减小电容或者减小R1、R2，减小电容会在保持谐振频率不变的前提下增加电感值，进而增加其寄生电阻.所以在带通滤波器的设计过程中，R1、L、C等元器件数值的选择存在着一定的折中.

无源超高频射频识别系统中使用的EPC Global Class-1 Generation-2通信协议对读写器和标签之间的通信提出了一定的时序要求[13]，如图5所示.由图中可以看到，读写器在开始发射连续载波之后，泄漏信号在接收机混频器的输出端产生一个大直流分量，经过T1时间之后，标签开始返回16位随机数，此时直流分量需要被衰减至稳定值，直流分量的稳定时间必须小于T1=max(RTcal，10Tpri)，其中RTcal=0length+1length，Tpri代表着一定数据率的FM0信号相对应的周期，“0”代表FM0基带信号0，“1”代表FM0基带信号1.

图5 EPC C1G2协议的时序要求Fig.5 Timing requirements of EPC C1G2 protocols

(6)

(7)

根据一定的初始条件i(0+)=0,u(0+)=0，得到

(8)

通过合适的L、R1、C取值，相比于一阶RC高通滤波器，该带通滤波器对于直流分量的瞬态响应衰减的更快，也就是稳定时间更短.

2.2 接收机系统结构

基于2.1节消除直流分量的方法，Mixer-First接收机的系统架构如图6所示.

当泄漏载波信号和标签返回信号同时进入接收机之后，依次经过单平衡无源下变频混频器，在中频输出端经过由电感和电容组成的带通滤波器，用于滤除直流分量和射频及其谐波分量.解调得到的FM0信号经过放大后被模数转换器采样送入数字基带部分进行处理.

无源混频器结构简单，线性度比较好，同时功耗也比较低，所以闪烁噪声比较小.无源混频器分为单平衡和双平衡两种类型.由于天线采用单端接入的方式，如果使用双平衡混频器，需要再增加片外的平衡-不平衡变换器(Balun)，增加了复杂度，所以本文采用单平衡无源混频器的结构.

为了加强对射频信号及其谐波分量的衰减，在图4所示的带通滤波器之后级联了二阶低通滤波器(Lowpass Filter, LPF)，形成了总体带通滤波器，如图7所示.

图6 基于新型直流消除技术的Mixer-First接收机Fig.6 Mixer-First receiver based on the new DC cancellation technique

图7 带通滤波器和低通滤波器级联Fig.7 Cascading of the bandpass filter and the lowpass filter

在不考虑运算放大器的非理想效应时，二阶低通滤波器的传输特性表示为

(9)

其中：f11=1/2πR11C11；R11、C11分别为低通滤波器中的电阻、电容；R3、R4分别为闭环放大器中的电阻，如图7所示.低通滤波器的通带截止频率为f≈0.37f11.

当考虑运算放大器的非理想效应时，运放的有限带宽也会对射频信号及其谐波进行衰减.

3 电路模块设计与仿真

3.1 无源混频器的设计与仿真

单平衡无源混频器具有较好的线性度，本文基于SMIC 0.13μm CMOS 1P8M混合信号工艺进行设计，这里使用厚栅管，电源电压为3.3V，以增大其1dB压缩点.单平衡无源混频器中NMOS管的宽长比会影响晶体管的导通电阻，进而影响带通滤波器对于直流分量的衰减，并且会影响直流分量的稳定时间.经过一定的折中，取W=80μm，L=0.35μm.

单平衡混频器的后仿真结果如表1所示.

表1 混频器的后仿真结果Tab.1 Post-simulation results of the mixer

3.2 带通滤波器的设计与仿真

图8 带通滤波器幅频响应Fig.8 Frequency response of BPF

在标签返回FM0信号数据率为400kb/s的应用背景下，基于图4和图7设计带通滤波器.取谐振频率约为400kHz，综合各方面的考虑，取L=10μH，C=16nF，R2=15Ω，此时电感的寄生电阻约为80mΩ左右.电感和电容的值很大，需要使用片外器件.图7中V1的幅频响应如图8中实线所示.在由电感、电容构成的带通滤波器之后级联了二阶低通滤波器，构成了一个总体带通滤波器，它的幅频响应V2如图8中虚线所示.

由图8看到，带通滤波器的中心频率点约为400kHz，-3dB带宽是1.25MHz.它的左-3dB截止频率为100kHz，右-3dB截止频率为1.35MHz，对直流分量的衰减约为-49dB.2条曲线在低频处基本重合，而对射频分量的衰减不同.V1对射频分量的衰减约为-64dB，V2对射频分量衰减约为-140dB.

相应地进行瞬态仿真，在接收机中接入5dBm的泄漏载波信号，经过单平衡混频器之后得到两个输出端的直流分量分别为238mV和-381mV，引入本文设计的带通滤波器后，直流分量得到了衰减，输出端的残余直流分量分别为693μV和-753μV，直流分量的衰减约为-50dB，和带通滤波器的幅频响应相符.

带通滤波器对于直流分量的瞬态响应对于接收机能否解调标签返回的有用信息有着重要的影响.根据式(8)，选取合适的电阻、电感、电容值，得到输出电压的瞬态波形如图9所示.其中3组取值如表2所示.取值的规则是保持LC乘积不变，以保持谐振频率不变，改变电感值.电阻由NMOS管的导通电阻值决定，宽长比一定则电阻值一定.另外式(8)中取直流电压源V=0.5V.

由图9可以看到，随着L增大，直流分量衰减地越来越慢，同时瞬态尖峰值也越来越大.为了更好地稳定直流分量，取L=10μH，C=16nF.注意R1、L、C需要满足电路工作在过阻尼状态，所以L不能无限制地减小.

图9 3种取值情况对应的直流瞬态响应Fig.9 Transcient response of three different situations

表2 3种情况下的取值Tab.2 Values for three different situations

在NMOS管宽长比以及L、C、R2、R11、C11等元器件取值确定的情况下，与一个具有相同带宽的由一阶RC高通滤波器和低通滤波器组成的带通滤波器相比，本文提出的带通滤波器的直流稳定时间具有明显的优势.具体的仿真电路图和瞬态仿真结果分别如图10(见第500页)和图11(见第500页)所示.

图10 不同情况下直流稳定时间对比电路图Fig.10 Schematic of the comparison of the settling time of different ways

图10(b)中V3和V4代表传统交流耦合方式得到的直流瞬态响应，图10(c)中V5和V6代表本文带通滤波器得到的直流瞬态响应.而图10(a)用于得到泄漏载波下变频产生的直流分量的大小.由图11可以看出，传统AC Coupling方式构成的带通滤波器消除直流分量时，直流稳定时间约为16μs，而本文设计的带通滤波器消除直流分量时的直流稳定时间约为6μs.

图11 不同情况下直流稳定时间的瞬态响应Fig.11 Transcient response of the settling time of different ways

图12 跨导运算放大器电路图Fig.12 Schematic of OTA

3.3 模拟基带放大器的设计与仿真

低通滤波器级联在由电感电容组成的带通滤波器之后，电路和仿真分别如图7和图8所示.信号经过低通滤波器之后进入闭环放大器中，图7中所示的差分输入、单端输出的运算放大器使用了二级密勒补偿跨导运算放大器(Operational Transconductance Amplifier, OTA)电路结构，具体电路如图12所示.

第一级放大电路中M1和M2组成差分输入对，M3和M4组成有源负载，M5提供恒定偏置电流.第二级放大电路中M6为共源放大器，M7为负载并提供偏置电流.M14串联CC后连接在第二级的输入端和输出端之间，组成了相位补偿电路.左侧的M8～M13管和RB构成了偏置电路，M8、M9组成的镜像电流源为M5、M7提供偏置.

该运算放大器的后仿真结果如表3所示.

表3 运算放大器的后仿真结果Tab.3 Post-simulation results of OTA

如图7所示，该跨导运算放大器闭环使用时，闭环增益为1+R4/R3=10，也就是20dB.

图13 接收机在有5 dBm泄漏载波时的解调波形Fig.13 Demodulated signal of the receiver under a 5dBm carrier leakage

3.4 整体功能的仿真

对于整个接收机同时加入5dBm的载波泄漏信号和-50dBm 的标签返回信号，其中标签返回信号采用FM0编码，数据率为400kb/s.通过瞬态仿真得到接收机差分输出的信号如图13所示.

从图中可以看出，直流分量的稳定时间约为6μs，另外该Mixer-First接收机能够在有5dBm泄漏载波的情况下解调得到FM0模拟基带波形.

经过仿真，可以得到该直流消除技术和其他参考文献的对比如表4所示.由该表可知，本文提出的新型直流消除技术具有较强的直流衰减能力和较快的稳定时间，同时Mixer-First接收机具有较好的线性度，能够承受较大的载波泄漏功率.

表4 性能总结Tab.4 Performance summary

4 结 语

针对超高频射频识别读写器中接收机中存在的载波泄漏问题，本文基于Mixer-First接收机，提出了一种新的结构消除泄漏载波经过下变频之后产生的大直流分量.在无源混频器的中频输出端对地短接一个电感，设计一个由电感、电容等器件组成的带通滤波器，滤除直流分量.该结构不仅可以对直流分量进行衰减，而且相比于传统的AC Coupling方式，可以显著缩短直流分量的稳定时间.

在标签返回FM0信号数据率为400kb/s的应用背景下，通过合适的元器件取值，该新型带通滤波器的直流衰减约为-50dB，同时直流分量的稳定时间只有6μs.该技术具有较强的直流衰减能力和较快的直流稳定时间，同时能够承受较大的载波泄漏功率.该接收机的线性度良好，能够在存在5dBm泄漏载波时正常工作.

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ANewDCCancellationTechniqueforaMixer-FirstReceiverinUHFRFIDReader

ZHENGFanfan,TANXi,MINHao

(StateKeyLaboratoryofASICamp;Systems,FudanUniversity,Shanghai201203,China)

The receiver in ultra-high-frequency(UHF) radio frequency identification(RFID) reader suffers from large carrier leakage due to finite TX-to-RX isolation. A new DC cancellation technique for a Mixer-First receiver is proposed in this paper. A bandpass filter composed of an inductor and a capacitor is designed to cancel the large DC component caused by the carrier leakage at the output of the passive mixer. Compared with the conventional AC coupling, the new technique is able to shorten the settling time of the DC component. Simulation results indicate that the attenuation to the DC component is around -50dB when the data rate of the back-scattered FM0 signal is 400kb/s.The settling time is around 6μs and half of that of the conventional AC coupling. The proposed technique can extend the dynamic range of the receiver.

radio frequency identification reader(RFID); receiver; carrier leakage; DC cancellation; bandpass filter

0427-7104(2017)04-0495-08

2017-05-15

郑凡凡(1991—)，男，硕士研究生；谈 熙，男，副研究员，通信联系人，E-mail: tanxi@fudan.edu.cn.

TN432

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