基于SVPWM的三相新型谐振直流环节逆变器

李志军，奚文霞，刘爽，张珈玮，张仔坤，王娟，张川博

（河北工业大学控制科学与工程学院，天津 300130）

基于SVPWM的三相新型谐振直流环节逆变器

李志军，奚文霞，刘爽，张珈玮，张仔坤，王娟，张川博

（河北工业大学控制科学与工程学院，天津 300130）

为了使逆变器具有更高的效率、功率密度和可靠性，提出了一种结构简单、控制方便的谐振直流环节逆变器。给出软开关的工作原理解析和各个模态下的等效电路图，并使用SVPWM调制方法降低谐波含量，提高电压利用率，且三相逆变器开关管实现了ZVS。通过Matlab/Simulink仿真工具进行模型搭建，验证该谐振直流环节逆变器的正确性、可行性和有效性。

直流环节；谐振逆变器；空间矢量脉宽调制；零电压开关

逆变器是基于电力电子技术的能量转换和控制装置，是新能源发电系统的核心部件。逆变器工作频率高频化带来装置体积和材料成本降低的同时，也带来了诸如开关损耗、装置工作环境恶化等一系列问题。为改善逆变器工作条件，软开关技术应运而生，软开关技术不仅可以解决以上问题，还可以提高装置的功率密度和集成化程度，降低电压电流应力，减少电磁干扰。

20世纪80年代末期，美国Wisconsin大学D.M Divan博士首先发表了关于谐振直流环节逆变器文章［1］。自提出以来，便在电力电子领域展开了深入的研究。从最开始的谐振直流环节逆变器（RDCLΙ）［1］，到后来形成有源钳位谐振直流环节逆变器（ACRDCLΙ）［2］。至今提出了各种直流环节并联谐振逆变器［3-6］以及其他改进的谐振直流环节逆变器［7-12］。尽管谐振直流环节逆变器拓扑结构已有广泛应用，但仍有以下问题需要解决［2-12］：1）辅助电路开关管较多，电路比较难控制；2）直流母线有串联大电容，中性点电位不稳定，软开关形成将受到影响；3）常规使用PWM调制，谐波含量较高，电压利用率低。

为解决以上问题，本文提出一种新型谐振直流环节逆变器，此拓扑结构简单，辅助开关管少，控制相对简单，直流母线上无串联大电容，对软开关的实现影响较小。本文使用SVPWM调制方法提高直流母线电压利用率［13-15］，使用Simulink仿真工具对该拓扑结构进行有效性验证。

1 逆变器拓扑结构

三相新型谐振直流环节逆变器主电路如图1所示。辅助谐振电路由电感Lr、电容Cr，1个辅助二极管Da，2个开关管Ss，Sr及反并联二极管Ds，Dr组成，辅助电路保证软开关的实现。

图1 三相新型谐振直流环节逆变器Fig.1 A novel three phase resonant DC-Link inverter

假设辅助电路中的器件工作在理想状态，且负载电感值远大于谐振电感值。单相等效电路如图2所示。

图2 单相等效电路Fig.2 Single phase equivalent circuit

直流谐振逆变器可分为以下7种工作状态，如图3所示。

图3 各工作模态等效电路Fig.3 Equivalent circuits of different operation modes

模态0：如图3a所示，逆变器处于稳定状态，谐振电感电流iLr为零，假定谐振电容两端电压为U0。开关管Ss导通，由电源U、开关管Ss与负载电流I0形成回路，且谐振电感与电容不工作。

模态1：触发开关管Sr，谐振电路开始工作，因为电感电流不能突变，开关管Sr可以认为是ZCS。电源电压U给谐振电感Lr与谐振电容Cr正向充电，电感电流iLr和电容两端电压uCr逐渐增加。当电容两端电压uCr与电源电压U相等时，电感电流iLr达到正最大值，随后谐振电感开始放电，电感电流下降，但电容电压仍继续增大。谐振电感完成1次充放电过程，当电感电流iLr谐振回零时，关断Sr，此时开关管Sr为ZCS，且谐振电容两端电压达到正向最大值。

模态2：谐振电容Cr开始放电，且其两端电压正向减小。谐振电感Lr开始反向充电，电感电流反向增加，此时二极管Dr自然导通。当电感电流iLr达到与负载电流I0相等时，该模态结束。

模态3：当电感电流iLr达到与负载电流I0相等时，Ds自然导通，且开关管Ss的电流为零，此时关断开关管Ss，开关管Ss为ZVS与ZCS。谐振电容Cr继续放电，且电容两端电压正向减小。谐振电感Lr继续被反向充电，电感电流继续反向增加，当电容两端电压uCr与电源电压U相等时，谐振电感停止充电，且电感电流iLr达到反向最大值，随后谐振电感Lr开始反向放电，电感电流反向减小到与负载电流I0再次相等时，二极管Ds反向截止，该模态结束。

模态4：开关管Ss关断，二极管Ds已截止，如图3e所示，Lr，Cr，Dr与负载电流I0形成回路。谐振电容Cr继续放电，电容两端电压线性减小，谐振电感电流等于回路电流且保持为I0，当谐振电容Cr放电为零时，该模态结束。

模态5：谐振电感Lr再次放电，电感电流iLr减少，辅助二极管Da与等效二极管Di自然导通，直流母线电压形成零电压凹槽且保持为零，逆变桥上主开关管完成1次零电压切换。谐振电容Cr被反向充电，其电压uCr反向增大。当电感电流iLr减少为零时，uCr达到反向最大值，该模态结束。

模态6：当电感电流iLr减少为零时，触发开关管Ss，直流母线电压回到电源电压U，谐振电感、谐振电容与辅助二极管Da构成内回路，Lr，Cr进行能量交换。谐振电容Cr反向放电，电容两端电压减小；谐振电感Lr被正向充电，电感电流正向增加，当其两端电压uCr减小到零时，电感电流iLr达到最大值。此时谐振电感Lr开始正向放电，电感电流iLr逐渐减少，谐振电容Cr正向充电，谐振电容电压正向增大，当谐振电感电流iLr为零时，谐振电容两端电压增大到初始值U0，由于辅助二极管Da反向阻碍作用，谐振电感不能反向充电，且电感电流iLr不能反向，Lr，Cr谐振电路停止工作，电路返回模态0，且逆变器处于稳定状态，该模态结束。这个工作周期结束。

2 参数设计

假设T0，T1，T2，T3，T4，T5，T6分别为这7个模态的持续时间。为实现软开关，母线电压为零，持续时间T5应大于死区时间ΔT，且辅助开关管Sr提前工作时间Tahead应大于模态1～模态4持续时间之和，且为保证Ss零电流关断，可得出以下3个不等式：

T1～T6的持续时间计算如下：

谐振电容和谐振电感设计原则：

辅助开关管Ss关断持续时间：

辅助开关管Sr开通持续时间：

为搭建逆变器仿真模型，由式（1）～式（13）得到的初始电路设计参数为：输入直流电压U= 400 V，输出最大相电流I0max=10 A，死区时间ΔT= 4 μs，输出频率ƒo=50 Hz，开关频率ƒ=10 kHz，谐振电感Lr=28 μH，谐振电容Cr=1 μF，谐振电容初始值U0=159 V，开关管Ss关断时间TSs=28 μs，开关管Sr开通时间TSr=18 μs，开关管Sr提前工作时间Tahead=36 μs。

3 SVPWM的实现

空间矢量调制方法在一定范围调制比内性能较好，输出谐波含量相对较小，提高了电压的利用率。空间矢量扇区与合成空间矢量如图4所示。

图4 空间矢量扇区与合成空间矢量Fig.4 Space vector sectors and synthetic space vector

SVPWM的仿真实现步骤如下：

1）先将三相相电压Ua,Ub,Uc用Ud,Uq表示：

2）判断U所在的扇区，将Ud,Uq与PWM周期Ts作为输入。若Uq＞0，则A=1，否则A=0；若Ud-Uq＞0，则B=1，否则B=0；若-Ud-Uq＞0，则C=1，否则C=0。所在扇区为N=A+2B+4C。

3）求出每个扇区非零矢量和零矢量作用时间，并求出矢量切换时刻Tcm1，Tcm2，Tcm3。最后得出PWM1，PWM3，PWM5。由OUT1，OUT2，OUT3，OUT4，OUT5，OUT6给谐振直流环节逆变器提供6个开关信号。图5所示为SVPWM所搭建的模块。

逆变器主开关器件要实现ZVS，则6个开关管切换时刻必须在母线零电压凹槽内，而母线电压下降到0需要一个过程，则需要辅助开关管Sr提前开通（即把主开关管信号向后平移）。根据逆变器电路参数可以得到开关管Ss，Sr开通关断时间。由SVPWM得到PWM1，PWM3，PWM5后，先将主开关信号向后平移36 μs，加入4 μs死区时间。辅助开关管Ss设置关断时间为28 μs，辅助开关管Sr设置开通时间为18 μs。谐振直流环节逆变器8个开关管控制模块，如图6所示。

图5 SVPWM模块Fig.5 SVPWM module

图6 逻辑控制模块Fig.6 Logic control module

4 功率损耗分析

逆变器主开关器件实现了ZVS，可以忽略其开关损耗，且Ss为零电流零电压关断，Sr为ZCS，二极管Da,Ds,Dr开通损耗可以忽略。只需要计算开关管Ss的通态损耗、Sr通态损耗及二极管Da，Ds，Dr通态损耗，设开关管的通态压降为UCE，二极管通态压降为UD，开关频率为ƒc，分析如下：

1）辅助开关Ss在4个模态中保持开通状态，分别在模态0，模态1，模态2和模态6，辅助开关Ss在模态0和模态6中电流恒定。

Ss在模态1中电流正弦振荡：

Ss在模态2中电流正弦振荡：

由式（14）～式（16）分段积分后可以得到Ss的通态损耗：

2）辅助开关Sr的通态损耗。

由式（17）可得Sr的通态损耗为

3）二极管Da的通态损耗。

由式（18）可得Da的通态损耗为

4）二极管Ds在模态3开通。

由（19）可得Ds的通态损耗为

5）二极管Dr在模态2～模态5开通。

二极管Dr在模态2和模态3：

二极管Dr在模态4：

二极管Dr在模态5：

由式（20）～式（22）分段积分后可以得到的Dr通态损耗：

由以上可以得到辅助电路总的功率损耗为

设PSS和PSW为开关管的通态损耗和开关损耗，PIN为输入功率，该软开关电路相比于硬开关电路功率提高了ΔP为

该谐振逆变器电路相比于硬开关电路提高的效率为

5 电路仿真分析与验证

为了验证本文拓扑结构的正确性，根据图1以及逆变器电路设计参数搭建电路模型如图7所示。逆变器输出端接三相阻感性负载。如图8所示，辅助电路右侧的直流母线电压形成回零的一段凹槽，为软开关创造条件。如图9所示，主开关管实现了ZVS。A相电流电压波形如图10所示。输入电压400 V，输出电流10 A，谐波畸变率为2.13%，如图11所示。由功率损耗分析和逆变器电路参数计算可以得到图12所示的效率曲线。

图7 电路仿真模型Fig.7 Circuit simulation model

图8 直流母线电压Fig.8 DC-bus voltage

图9 S1电压电流波形Fig.9 The current and voltage waveforms of S1

图10 A相电流电压波形Fig.10 A phase current and voltage waveforms

图11 A相电流Ia的谐波畸变率Fig.11 The harmonic distortion of A phase current（Ia）

图12 效率曲线Fig.12 Efficiency curve

6 结论

本文提出一种新型谐振直流环节逆变器，其突出优势是只有2个辅助开关管，控制逻辑简单；直流侧没有串联大电容，中性点电位比较稳定，不会出现电位变化问题；逆变器拓扑结构简单，降低了逆变器成本；使用SVPWM调制，谐波畸变率较低。通过对其三相拓扑结构的仿真验证及损耗进行分析，可以得到以下结论：1）该逆变器直流母线电压形成一段回零的电压凹槽，主开关管在零电压凹槽内完成开关转换，实现ZVS；2）2个辅助开关管也在无损耗情况下切换；3）负载输出侧电流为光滑的正弦波，实验证明了此拓扑结构是正确可行的；4）由效率计算可以得到，相比于传统的直流谐振软开关逆变器，此新型逆变器效率提高较明显。

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Novel Three Phase Resonant DC-link Inverter Based on SVPWM Strategy

LI Zhijun，XI Wenxia，LIU Shuang，ZHANG Jiawei，ZHANG Zikun，WANG Juan，ZHANG Chuanbo
（School of Control Science and Engineering，Hebei University of Technology，Tianjin 300130，China）

In order to make the inverter with higher efficiency，power density and reliability，a resonant DC-link inverter with simple topology and convenient control was proposed.The analysis of soft-switching principle and the equivalent circuits at different operation modes was given.SVPWM method was used to reduce the harmonic content and improve the voltage utilization.And the switches of a three-phase inverter could be turned on under the ZVS condition.The model was built by Matlab∕Simulink tools，and the results show that the resonant DC-link inverter is correct，feasible and valid.

DC-link；resonant inverter；space vector pulse width modulation；zero voltage switching

TM 464

A

10.19457∕j.1001-2095.20170706

2016-06-21

修改稿日期：2016-10-31

河北省科技支撑计划项目（15212105D）

李志军（1964-），男，博士生导师，教授级高级工程师，Email：zhijun_li@263.net