一种电源-电容串联型直流变换器

陈梦星，高 峰，蒋 涛

（1.山东大学电气工程学院，济南 250061；2.北京奇峰聚能科技有限公司，北京 100010）

一种电源-电容串联型直流变换器

陈梦星1，高 峰1，蒋 涛2

（1.山东大学电气工程学院，济南 250061；2.北京奇峰聚能科技有限公司，北京 100010）

提出了一种电源-电容串联型直流变换器，这种拓扑结构可以同时为两路直流电源升压，并且有效降低了半导体器件的电压与电流应力。与双路Boost型直流变换器相比，该电源-电容串联型直流变换器在不增加功率器件数量的前提下，显著降低了半导体器件的电压与电流应力，适用于分布式光伏并网逆变器的直流变换级。主要涉及该直流变换器的运行方式、电压与电流应力分析、效率对比，并通过实验验证了该直流变换器的可行性。

DC/DC变换器；串联型变换器；半导体功率器件应力；半导体功率器件损耗

目前，分布式光伏电站因其安装方便、年平均发电量高而得到了广泛应用。分布式逆变器对每串光伏阵列进行独立的最大功率点追踪[1]，显著提升了电站收益。通常，分布式逆变器使用两路至多路Boost升压电路，每路升压电路接入独立的光伏阵列，具有独立的最大功率追踪功能[2]。它们的输出同时连接至直流母线电容。因此，升压电路中的功率器件耐受电压为直流母线电压值，造成直流升压电路功率器件电压应力偏大。另外，在光伏电压偏低的工况下，由于升压比较高，直流升压电路的电流应力偏大。

文献[3-7]提出了一些串联型直流变换器，由于此种串联型变换器无需处理全部的电源能量，效率相对提高；文献[6]提出了一种高频隔离串联型直流变换器，采用了全桥拓扑与高频隔离变压器，但是隔离变压器导致成本较高，设计复杂；文献[7]提出了一种非隔离串联型直流变换器，达到了98.22%的加权转换效率，但该变换器无法降低功率器件的电压与电流应力。

本文提出了一种电源-电容串联型直流变换器，能够降低了功率半导体的电压应力与电流应力，从而降低了半导体功率器件的损耗。详细分析说明了该串联型直流变换器的工作方式、功率器件应力以及功率器件损耗，并给出了该变换器的多模块拓展拓扑，最后给出实验波形，说明了该变换器的可行性。

1 工作方式

图1所示为分布式光伏电站的拓扑结构，分布式逆变器通过DC/DC变换级实现了对每串光伏阵列独立的最大功率点追踪。分布式逆变器通常采用的双路boost前级升压电路如图2所示。

图1 分布式光伏电站拓扑结构Fig.1 Topology of distributed PV plant

图2 双路Boost升压变换器Fig.2 Circuitry diagram of dual-boost converter

图3 本文提出的电源-电容串联型变换器Fig.3 Proposed central capacitor serial type converter

本文提出的串联型直流变换器如图3所示，图中，直流电源S1、中间电容Ccen和直流电源S2呈串联连接，为后级负载或功率变换电路供电；输出的直流电压Vout为直流电源S1、中间电容Ccen和直流电源S2三者电压之和，即Vout=VS1+Vcen+VS2。

该拓扑采用两个Buck-Boost型直流变换器，分别将直流电源S1和S2的能量转移至中间电容Ccen。当Ccen的充电功率等于放电功率时，Ccen可以维持恒定电压，因此该串联型直流变换器的输出电压Vout也达到稳定。值得注意的是，在该直流变换器中，开关管与二极管的电压应力为部分输出电压；例如，开关管T1与二极管D1的电压应力为直流电源S1电压与Ccen电压之和，开关管T2与二极管D2的电压应力为直流电源S2电压与Ccen电压之和。

通过控制开关管T1与T2的导通与关断，该电路会形成如下4个工作模态，其等效电路如图4所示。

模态 1：T1=ON,T2=OFF， 电源 S1为电感 L1充电，电感L2为中间电容Ccen充电。二极管D1截止，二极管D2导通。等效电路见图4（a）。

模态2：T1=OFF,T2=OFF， 电感L1与电感L2同时为中间电容Ccen充电。二极管D1与D2同时导通。等效电路见图 4（b）。

模态3：T1=OFF,T2=ON， 电源S2为电感 L2充电，同时电感L1为中间电容Ccen充电。二极管D1导通，二极管D2截止。等效电路见图4（c）。

模态4：T1=ON,T2=ON，电源S1与 S2同时为电感L1与L2充电，二极管D1与D2同时截止。等效电路见图 4（d）。

根据电感L1与电感L2的伏-秒平衡，可以得到电压变比为

式中，d1与d2分别为开关管T1与T2的导通占空比。 根据式（1），可以得到

由式（2）可知，VS1与 VS2可以不相同，可通过调节开关管导通占空比，两路独立直流电源同时向中间电容馈电。

图4 不同开关状态下的等效电路Fig.4 Equivalent circuits under various switching states

2 电压/电流应力分析与对比

与文献[7]中提出的串联型直流变换器相比，本文提出的电源-电容串联型直流变换器同时减小了半导体器件的电压与电流应力。而电压与电流应力的降低，意味着可以选用耐压与通流更低的开关管与二极管设计功率电路，有利于缩减硬件成本，降低功率损耗。同时，低耐压值的开关器件具有更好的性能，有助于进一步降低导通损耗。

2.1 电压与电流应力分析

为了得到功率器件的电压与电流应力，研究了该串联型直流变换器的平均化模型，如图5所示。

图5 平均状态模型Fig.5 State averaged model of the proposed converter

假定电感量足够大，电感电流在一个开关周期内可以视为恒定值。为维持中间电容电压Vcen的恒定，该电容平均充电电流等于其平均放电电流，即

式中，dx为开关管Tx的导通占空比。假定电源S1与S2特性完全一致，则输出电压/电流相同，即

联立式（1）、式（3）～式（5），可得电感电流为

由于电感电流在时间段[0＜t≤dTS]内流经开关管，在时间段[dTS＜t≤TS]内流经续流二极管，因此，开关管与二极管的电流应力即为电感电流。另外，从图4中很容易得出开关管与二极管的电压应力为（Vout-VS）。

使用同样的方法可以得出双路Boost电路中开关管与二极管的电压与电流应力。设定双路Boost电路与本文串联型直流变换器的输入输出参数相同，功率相同，比较二者的电压、电流应力，结果如表1所示。

表1 本文串联型变换器与双路Boost变换器应力对比Tab.1 Comparison between the proposed converter and dual-boost converter

2.2 双路Boost变换器与本文串联型直流变换器效率对比

从表1中可以得出，该电源-电容串联型变换器同时降低了开关管与二极管的电压与电流应力。由于将升压比由 Vout/VS降低至（Vout-VS）/VS，电压应力与电流应力同时降低为原来的（Vout-VS）/Vout。

为了说明该串联型拓扑降低损耗的效果，本文采用了一个8 kW/680 V直流变换器的算例分析传统双路Boost拓扑与本文串联型拓扑。开关管都选用英飞凌的1 200 V/40 A IGBT IKW40N120T，二极管选用科锐的1 200 V/40 A碳化硅二极管C4D401 20D，主要考察功率半导体的损耗。

开关管的开关损耗PSW,IGBT与导通损耗PON,IGBT的计算公式[8-9]为

式中：ttr为IGBT的开通与关断的电压电流波形交叠时间之和，可以通过查阅器件手册得到；fSW为IGBT 的开关频率，在本例中设定为 20 kHz；VCE（sat），IGBT为IGBT的饱和压降，可通过查阅期间手册得到；Vstress,IGBT和Istress,IGBT分别为IGBT的峰值电压和电流应力；dIGBT为IGBT的导通占空比。

图6 IGBT损耗对比Fig.6 Comparison of IGBT power dissipation

分别计算传统双路Boost变换器与本文串联型变换器的IGBT损耗，结果如图6所示。由图可见，本文串联型变换器大幅降低了开关管的开关损耗与导通损耗。相比传统双路Boost变换器，本文串联型变换器开关损耗平均降低了87.7 W，导通损耗平均降低了27.1 W。

该串联型直流变换器处理的能量表示为

式中：Vout为总输出电压；VS为电源输入电压；Psource为电源功率。

由于输出电压是限定的，可以通过提高直流电源电压降低该串联型变换器处理的功率，同时还可降低开关管与二极管的电压/电流应力。当两路直流电源电压VS都升至0.5 Vout时，两路输入直流电源直接串联，该串联型变换器无需工作。

3 多模块串联结构

将该电源-电容串联型直流变换器进行拓展，可以接纳更多的独立直流电源，实现对每个直流电源的最大功率点追踪。

图7示出了一种该串联型直流变换器拓展的方式。图中，每个电源-电容串联型直流变换器可以视作一个基本模块，每个模块可以接入两路独立的直流电源。将更多的该串联型直流变换器基本模块串联进来，就构成了多模块串联型拓展结构。通过串联更多的基本模块，每个直流变换器中开关器件的电压应力进一步降低。

图7 电源-电容串联型直流变换器拓展结构Fig.7 Extended topology of the proposed serial type converter

4 实验验证

实验样机参数如表2所示。该实验样机直流总输出电压稳定在600 V，输出直流功率约1.8 kW。

图8给出了实验波形。由实验波形可知，本文提出的电源-电容串联型直流变换器能够稳定中间电容电压，从而提供稳定的总直流输出电压，为直流负载提供功率。

表2 实验样机参数Tab.2 Parameters of the experimental prototype

图8 实验波形Fig.8 Experimental waveforms

5 结语

本文提出了一种电源-电容串联型直流变换器，该直流变换器可以同时处理两路直流电源的输入功率，追踪他们各自的最大功率点，因此特别适合应用于分布式光伏并网逆变器中。与当前大规模工业应用的双路Boost直流升压变换器相比，该串联型直流变换器在不增加功率元件的前提下，降低了所有开关管与二极管的电压应力与电流应力，总转换效率也因此得到提升。通过详细分析了该串联型结构的电压与电流应力，与传统结构进行了对比，证明了该串联型直流变换器的优势，并且通过实验证明了该拓扑结构的可行性。

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A Source-Capacitor Serial Type DC/DC Converter

CHEN Mengxing1,GAO Feng1,JIANG Tao2
（1.School of Electrical Engineering,Shandong University,Jinan 250061,China;2.Beijing Qifeng Power Technology Technology Co.Ltd.,Beijing 100010,China）

This paper proposes a source-capacitor serial type DC/DC converter to use for boost dual input sources to a desired output voltage with reduced semiconductor voltage stress and current stress.Compared to the traditional DC/DC boost converter,the proposed circuit reduces both voltage and current stresses for switches and diodes without adding extra devices,which is suitable for distributed photovoltaic（PV） inverter.The key issues regarding operational principle,voltage and current stress analysis,efficiency comparison are discussed in this paper either.Finally,the proposed converter is verified through a laboratory prototype.

DC/DC converter;serial type converter;power semiconductor stress;power semiconductor dissipation

陈梦星

陈梦星（1991-），男，硕士研究生，研究方向：新能源发电及并网技术、多电平逆变技术，E-mail：chenmx.pe@gmail.com。

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.4.156

TM615

A

2015-12-07

高峰（1979-），男，通信作者，博士，教授，博士生导师，研究方向：新能源发电及并网技术、电力电子技术、微电网技术，E-mail：fgao@sdu.edu.cn。

蒋涛（1966-），男，博士，教授级高工，研究方向：电力系统自动化，飞轮储能，E-mail：jiangtao@yingli.com。