有源钳位正激变换器寄生参数对软开关和直流偏磁的影响

薛伟民， 陈乾宏

(南京航空航天大学自动化学院， 江苏 南京 211106)

有源钳位正激变换器寄生参数对软开关和直流偏磁的影响

薛伟民， 陈乾宏

(南京航空航天大学自动化学院， 江苏 南京 211106)

本文考虑有源钳位正激变换器原边MOS管寄生电容、变压器激磁电感及漏感的影响，推导了钳位管ZVS开通的能量条件和时间匹配条件；建立了正激变压器直流偏磁与寄生参数的定量关系；指出了小漏感、大激磁感、大寄生电容条件会导致钳位MOS管无法实现ZVS开通，降低整机效率，影响控制器的可靠工作；同时还指出大漏感条件会导致变压器负向偏磁严重，降低磁心利用率。最后完成了50W有源钳位正激模块电源的仿真和实验验证，证明了理论分析的正确性。

有源钳位正激变换器； 寄生参数； ZVS； 直流偏磁

1 引言

有源钳位正激变换器借助钳位支路，在主管关断期间完成变压器磁复位过程。相比于传统的复位绕组磁复位、RCD磁复位等方式，有源钳位正激拓扑有效解决了最大占空比限制、励磁能量损耗大等问题，具有变压器双向磁化、MOS管开关损耗低、励磁能量可回收等优势，在中小功率模块电源中得到了越来越广泛的应用，已成为中小功率模块电源主流拓扑形式之一。

目前，已有的文献对于有源钳位正激变换器的研究重点主要在于：有源钳位正激变换器的工作原理[1,2]、损耗分析模型[3,4]、原边主管ZVS开关特性[5,6]、变换器的小信号模型及控制特性[7,8]以及磁集成技术在有源钳位正激变换器中的应用[9-11]等。相关文献及研究工作为有源钳位正激变换器的工程实现提供了很好的理论依据。但是相关文献并未明确指出元件寄生参数对变换器特性的影响。实践中发现，不合理的寄生参数配置使得钳位管无法ZVS开通，导致开关损耗增大，影响峰值电流控制器的可靠工作。本文研究了寄生参数影响下有源钳位正激变换器钳位管ZVS的条件以及变压器的偏磁情况，结合仿真和实验验证，证明了理论分析的正确性，为有源钳位正激变换器的工程应用提供更多参考。有源钳位正激变换器模型如图1所示。

图1 有源钳位正激变换器电路示意图Fig.1 Circuit of active clamp forward converter

为简化模型分析，对图1所示电路进行等效。假设副边侧滤波电感LO足够大，滤波电路和负载可以等效为电流源；钳位电容CCL容量足够大，钳位电压恒定不变；采用变压器L模型等效实际变压器，LR为原边漏感，LM为原边激磁电感；CS仅包含原边主管漏源极寄生电容，且该电容值不随漏源极电压变化；其余电路元件均为理想元件。等效后的电路模型如图2所示。

图2 有源钳位正激变换器等效电路模型Fig.2 Equivalent circuit of active clamp forward converter

有源钳位正激变换器在一个开关周期内工作过程可以分为7个模态，各模态等效电路及切换条件分别如图3和表1所示。

图3 各模态等效电路Fig.3 Equivalent circuits of different states

模态模态一模态二模态三模态四模态五模态六模态七切换条件起始主管开通主管关断vCs=VINvCs=VCL&iM=iPiM=0钳位管关断vCs=VIN终止主管关断vCs=VINvCs=VCL&iM=iPiM=0钳位管关断vCs=VIN主管开通

2 钳位管ZVS条件研究

表1所示模态中，与钳位管开通状态相关的为模态三。该模态可以细分为以下两种状态。

(1)状态一：高频谐振。电路进入模态三后首先工作在高频谐振状态。等效电路如图4(a)所示。副边整流电路换流，变压器短路，激磁电流保持不变。原边漏感LR与MOS管寄生电容CS谐振，由于漏感LR与MOS管寄生电容CS均比较小，所以谐振频率较高。

图4 模态三等效电路Fig.4 Equivalent circuit of state 3

高频谐振状态下电源输入能量ΔWIN和原边漏感储能ΔWm向寄生电容中转移，使得寄生电容电压增大。转移能量大小ΔWtr可以表示为：

ΔWtr=ΔWm+ΔWIN

(1)

由于正激变压器激磁电感LM远大于漏感LR，励磁电流IM+远小于负载折射电流IO/K，其中K为变压器原副边匝比。所以式(1)可以简化为：

(2)

寄生电容CS电压从VIN增大至钳位VCL所需能量：

(3)

若转移能量ΔWtr大于或等于寄生电容建压所需能量ΔWCs，则在副边环流过程结束后电路直接进入模态四，无状态二过程，钳位MOS管可直接实现ZVS开通。结合式(2)、式(3)，推得钳位MOS管ZVS开通的能量充分条件为：

(4)

反之，电路会进入状态二。

(2)状态二：低频谐振。换流结束，变压器原副边脱开，原边漏感LR、激磁电感LM串联后与寄生电容CS谐振，电容电压继续上升，等效电路如图4(b)所示。

由于激磁电感LM远大于漏感LR，所以状态二下谐振频率远低于状态一，寄生电容CS电压上升缓慢。该状态下，寄生电容建压至钳位电压所需的时间很长。即，为保证钳位MOS管ZVS开通，主管驱动关断边沿与钳位管开通边沿之间所需的死区时间tDEL1很长。在高频应用场合下，该死区时间无法得到保障，钳位MOS管会工作在硬开关状态。激磁电感LM越大，钳位管开通时刻漏源极电压越高，硬开关带来的损耗越大。

钳位管丢失ZVS除了会带来钳位管开通损耗增大，整机效率降低的问题之外，还会影响控制电路的可靠工作。硬开通状态下，钳位管开通瞬间，钳位电容CL与寄生电容CS进行电荷平衡在二者构成的低阻回路中产生很大的电流尖峰。对于部分带短路保护功能峰值电流模式的控制器来说(如UCC2897A)，主管漏极电流采样信号中引入该电流尖峰可能会触发控制器的短路保护功能，使得控制器反复重启，无法正常工作。

从前述分析可知，寄生电容建压过程的主体在高频谐振阶段。在高频应用条件下，通常希望寄生电容能在该阶段谐振至钳位电压。高频谐振阶段原边相关波形如图5所示。

图5 高频谐振状态波形图Fig.5 Waveforms of primary side in high-frequency resonance

从电压波形可知，在高频谐振阶段，为保证电容电压能达到谐振峰值，预留的谐振时间应该大于1/4个高频谐振周期，即主管关断边沿与钳位管开通边沿之间的死区时间tDEL1要满足：

(5)

综上所述，钳位管ZVS开通是有条件的，漏感越小、激磁电感越大、寄生电容越大，则钳位管越容易丢失ZVS开通。钳位管一旦进入硬开通状态，会带来变换器效率降低、峰值电流控制器无法正常工作等问题。式(4)和式(5)分别从能量和时间的角度给出了钳位管ZVS开通的定量条件，为有源钳位正激变换器的设计和调试提供有效的理论指导。

3 变压器直流偏磁研究

为保证有源钳位正激变换器整机效率，一般都需要保证钳位管ZVS开通，且主管开通前寄生电容电压下降到输入电压。将该工作状态定义为变换器典型工作状态。表1所描述各模态即为典型状态下电路的工作过程。

本节基于有源钳位正激变换器典型工作状态，分析变压器直流偏磁情况，相关波形如图6所示。

图6 励磁过程相关波形Fig.6 Related waveforms of excitation process

(1)t2～t3阶段，变压器短路，原边电路进入图4(a)所示高频谐振状态。结合边界条件：t3时刻电容电压达到VCL，可求得t3时刻原边电流大小为：

(6)

(2)t3～t4阶段，副边继续换流，原边钳位支路导通，电流线性减小，原边等效电路如图7(a)所示。t4时刻原边电流与激磁电流相等。该过程原边电流表达式为：

(7)

图7 励磁过程等效电路Fig.7 Equivalent circuit of excitation process

(3)t4～t5阶段，原副边脱开，原边电流继续下降，下降斜率变缓。等效电路如图7(b)所示。该过程原边电流表达式为：

(8)

根据钳位电容电荷平衡可知，t3～t5内原边电流代数和为0，由此可以求得t5时刻原边电流(即励磁电流)大小为：

(9)

(4)t5～t6阶段，原边电路进入图4(b)所示低频谐振状态。t6时刻，寄生电容电压减小到VIN，励磁电流达到最小值IM-。结合式(6)～式(9)，该最小值可以表示为：

(10)

正激变压器激磁电感远大于漏感，式(10)可以简化为：

(11)

式中

(12)

式中，IM_pp为变压器励磁电流峰峰值；IM_bias为变压器励磁电流直流分量。

所以变压器励磁电流直流分量为：

(13)

励磁电流最大值为：

(14)

式(13)表明在典型工作状态下，有源钳位正激变压器存在负向直流偏磁，该偏磁电流的存在使变压器偏离双向对称磁化工作点，降低了磁心利用率，增大了磁滞损耗。偏磁电流还导致磁心最大工作磁密的变化。式(14)表明，负载电流越大，则峰值励磁电流越大，对应的最大磁密也越大。全负载范围内，磁心的最大磁密为：

(15)

式中，μ和l分别为磁心磁导率和等效磁路长度；IOMAX为满载输出电流。变压器设计过程中需要用式(15)确定的最大磁密来校核磁心是否达到饱和。

减小该偏磁电流不利影响的最直接的方法是减小漏感LR。LR与变压器形状、结构、绕制方式有关，通过原副边夹绕、均匀分布绕组等方式可以有效提高耦合系数，降低漏感。同时，降低变压器高度，采用平面磁心、PCB绕组也是降低漏感的有效手段。

4 仿真与实验验证

针对3.1节讨论的寄生参数导致钳位管丢失ZVS软开关的问题，进行仿真验证，仿真参数见表2。

表2 仿真参数Tab.2 Parameters for simulation

将相关参数代入式(5)，对钳位管ZVS能量条件进行验证，此时LR(Io/K)2

图8 仿真波形图Fig.8 Waveforms of simulation

图8仿真波形与理论预测波形一致，在钳位管开通时刻，其源极电压不为0，为硬开通状态；与此同时，钳位电容与输出电容进行电荷平衡，在主管的漏极检测到15A的电流尖峰。

为验证典型工作状态下有源钳位正激变换器变压器直流偏磁情况，修正仿真参数，寄生电容CS设置为1nF，负载电流设置为10A，其余参数同表2。

将相关参数代入式(13)，计算得理论直流偏置为-100.4mA。不同漏感条件下仿真波形如图9所示。从图9(a)可知，该条件下变换器已工作在典型状态，变压器存在直流偏磁，偏磁电流大小为：IMbias=-70mA。调整漏感值至0.6μH，其他参数不变，此时理论直流偏磁电流的大小为-200mA。从图9(b)知，仿真偏磁电流大小为：IM_bias=-160mA。

图9 不同漏感条件下仿真波形图Fig.9 Waveforms of simulation with different LR

对比图9(a)和图9(b)，可得如下结论：典型工作状态下有源钳位正激变换器变压器存在负向直流偏磁，直流偏磁大小与变压器漏感正相关，与式(13)表述一致。

采用峰值电流有源钳位正激变换器控制器UCC2897A搭建50W实验样机，对前述结论进行实验验证。主电路参数如表3所示，电源实物如图10所示。经测试，该电源满载最高效率为92.5%。

表3 实验电路参数Tab.3 Parameters of 50W prototype

图10 50W样机实物照片Fig.10 Picture of 50W prototype

根据实际电路中漏感和寄生电容大小，结合式(5)，可以推得该条件下钳位管ZVS的负载条件IO>1.42A。考虑寄生电容的非线性特性，实际临界负载电流值比该计算值大。针对IO=10A和IO=1A两种负载条件进行对比实验，结果如图11所示。

图11 不同负载条件下钳位管开通时刻波形Fig.11 Experimental waveforms of VDS_AUX with different IO

10A负载条件下，电路参数满足式(4)所述能量条件，此时钳位管可以实现ZVS开通； 1A负载条件下，不满足钳位管ZVS开通的能量条件，因此是硬开通。图11所示实验波形与理论分析结果一致。

针对典型工作状态下变压器偏磁情况的结论，进行实验验证。实验波形如图12所示。

图12 不同负载条件下励磁电流波形Fig.12 Experimental waveforms of iM with different IO

对IO=8A和IO=10A两种负载条件进行实验验证。根据式(13)，可以求得8A负载条件下，变压器理论偏磁电流为-128mA；10A负载条件下，变压器理论偏磁电流为-201mA。实验结果显示，IO=8A时，变压器偏磁电流大小约为-76mA；IO=10A时，变压器偏磁电流大小约为-145mA。实验结果与理论计算结果在数值和变化趋势上基本吻合。可能的误差来源主要是变压器漏感测试精度以及示波器计算求解励磁电流的过程。

5 结论

(1)钳位MOS管ZVS开通的能量条件是：LR(IO/K)2≥CS(VCL-VIN)2。在元件参数固定的条件下，输入电压越低，负载电流越小，钳位管越容易丢失ZVS开通。

(3)典型工作状态下的有源钳位正激变换器，其变压器存在负向直流偏磁，该偏磁电流大小为：IM_bias=-LR(Io/K)2/(2VINDTs)，漏感越大，负载越重，该偏磁电流越大。

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Influence of parasitic parameters on soft switching and DC magnetic bias for active-clamp forward converter

XUE Wei-min, CHEN Qian-hong

(College of Automation Engineering, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 211106, China)

The parasitic capacitor of MOSFET, and magnetizing and leakage inductances of transformer are taken into account for the analysis of active-clamp forward converter in this paper. The conditions for zero-voltage switching of clamp MOSFET are derivated. Based on the conditions, it is pointed out that small leakage inductance, large magnetizing inductance and large parasitic capacitor tend to result in hard switching of clamp MOSFET, which degrades efficiency, and even disturbs the proper functions of controller. The quantitative relation between DC magnetic bias current and parasitic parameters is also given in this paper. The larger is the leakage inductance, the larger is the DC magnetic bias current, and the lower is the utilization of ferrite core. The simulation results agree with the theoretical analysis. Finally, a 50W prototype was built in the lab. Experimental results coincide well with the theoretical analysis.

active-clamp forward converter；parasitic parameters；ZVS；DC magnetic bias

2016-07-29

薛伟民(1991-)， 男， 江苏籍, 硕士研究生, 主要从事功率变换技术研究； 陈乾宏(1974-)， 女， 湖北籍， 教授， 博士， 主要从事功率因数校正变换器、 磁集成技术及非接触电能传输系统的研究。

TM132

A

1003-3076(2017)05-0075-06