一种新型结构的电力电子变压器

王 轩， 付永生， 晋湾湾， 王蓓蓓， 燕 翚

(1. 南瑞集团公司， 国网电力科学研究院， 江苏 南京 211106； 2. 中电普瑞科技有限公司， 北京 102200； 3. 北京交通大学电气工程学院， 北京 100044)

一种新型结构的电力电子变压器

王 轩1,2， 付永生1,2， 晋湾湾3， 王蓓蓓1,2， 燕 翚1,2

(1. 南瑞集团公司， 国网电力科学研究院， 江苏 南京 211106； 2. 中电普瑞科技有限公司， 北京 102200； 3. 北京交通大学电气工程学院， 北京 100044)

电力电子变压器是一种新型智能电力变压器，在配电网中应用前景广阔。本文提出了一种新的模块化电力电子变压器拓扑结构，将双向隔离DC/DC变换器与模块化多电平变换器子模块连接在一起，直接得到低压直流输出，并利用四桥臂变换器产生低压交流输出，这种结构方式更利于模块化设计，减小装置体积。文中给出了模块化多电平变换器，双向隔离DC/DC变换器以及四桥臂变换器的控制方法，最后通过仿真和实验验证了该拓扑的性能。

电力电子变压器； 模块化多电平变换器； 子模块； 四桥臂变换器

1 引言

电力电子变压器(Power Electronic Transformer, PET)是一种由电力电子变换器和高频变压器复合而成的变电装置。不仅可以实现传统铁心油浸式变压器变压和隔离的功能[1]，而且能够在提高系统稳定性、控制潮流、整合各类交直流分布式电源、减小重量及体积等方面弥足传统变压器的不足[2]。

自美国学者E. R. Ronan等人提出了一种三级机构(输入级、隔离级、输出级)组成的电力电子变压器后[3]，应用于高压大功率场合的电力电子变压器开始快速发展。目前的电力电子变压器设计多采取这种三级结构，如图1所示。

图1 电力电子变压器三级结构Fig.1 Power electronic transformer with three-level structure

输入级为AC/DC变换器，将工频高压交流电HVAC转换为高压直流电HVDC。中间隔离级为DC/DC变换器，将高压直流电HVDC通过变换器和高频变压器转换为低压直流电LVDC。输出级为DC/AC变换器，将低压直流电LVDC转换为低压交流电LVAC。

由于目前电力电子器件的耐压水平有限，输入级的AC/DC变换器一般采用多电平结构。以三级结构为基础，最早由Rick Kieferndorf等学者提出的H桥级联多电平结构电子电力变压器[4]，解决了PET应用于高压大功率场合的问题。另外，还有其他几种多电平拓扑类型。Jih-Sheng Lai等学者提出二极管钳位型电力电子变压器结构[5],电平数越多电压谐波越少，但所需的钳位二极管数量庞大，且存在电容电压不平衡问题。A. M. Y. M. Ghias等提出的飞跨电容型PET[6]，同样需要大量的钳位电容，并存在飞跨电容电压不平衡问题。级联型多电平结构因为其模块化、拓展性好等优点逐渐被广泛采用。Haibin Zhu等提出基于模块化多电平变换器(MMC)结构的电力电子变压器[7]，其具有公共直流母线、结构清晰、模块化、比H桥级联结构节省IGBT等独特优势，得到了越来越多的关注[8]。但是，基于 MMC结构的拓扑输入级采用MMC结构，隔离级需多个DC/DC变换器输入串联输出并联组成，单个DC/DC变换器模块承受电流应力大，且模块数量众多、结构分散，不利于整体结构的模块化设计。

本文提出了一种新型结构的电力电子变压器拓扑，将MMC子模块、双向隔离DC/DC变换器模块整合在一起，给出了MMC、DC/DC变换器、四桥臂变换器的控制策略。最后通过仿真及实验，验证了该电力电子变压器的性能。

2 新型电力电子变压器拓扑结构

本文提出一种新型结构电力电子变压器的拓扑,如图2所示。该拓扑仍然采用AC-DC-AC的结构，输入侧仍为MMC结构，但是在此基础上，将隔离级DC/DC变换器模块与MMC功率单元SM集成在一起，构成新型子模块，该新型子模块结构如图3所示。所有子模块输入仍是传统MMC的级联结构，输出则并联在一起。整个电力电子变压器结构分为两大部分，前级变换器输入电网三相高压交流电，输出750V低压直流，经过后级四桥臂变换器逆变成为工频低压交流电。同时MMC的直流母线仍然可以提供高压直流输出。

图2 新型电力电子变压器拓扑结构Fig.2 Novel topology of power electronic transformer

前级变换器每一相上下两个桥臂分别由n个子模块和桥臂电感串联组成，各子模块按正弦规律依次投入，n的取值根据实际应用场合和电压等级确定，应满足：

(1)

式中，Udc为MMC直流母线电压；Udch为MMC功率单元SM的直流侧电压。为了稳定直流母线电压Udc，每一相桥臂上投入的子模块数量应该是恒定的，并且保证为n，所以上下桥臂子模块投入数互补，并且任意时刻，假设a相上桥臂投入子模块数量为n1a，下桥臂投入子模块数量为n2a，应满足：

n1a+n2a=n

(2)

子模块结构如图3所示。由于输入为高压小电流，输出为低压大电流，子模块采用输入串联、输出并联的结构，输出端电压为Udcl。

图3 子模块结构Fig.3 Submodule structure

每一个新型子模块由IGBT半桥并电容的SM功率单元并联双向隔离DC/DC变换器构成，双向隔离DC/DC变换器的作用是将SM功率单元输出的直流电压Udch经过H桥调制成为高频交流电，再通过高频变压器耦合到副边后，经H桥同步解调还原成为较低的直流电压Udcl。

后级采用四桥臂变换器，作用是将前级输出的低压直流电转换为供给用户的400V等级工频交流电。与传统的三相三线制逆变器不同的是，增加了一个桥臂为零序电流提供通路，输出电压的零序分量得到控制，使输出的A、B、C三相电压分别独立，即使在不平衡负载或非线性负载下，也能够保证高质量的三相电压输出，解决了三相三线制逆变器带不对称负载时的三相电压输出不平衡的问题。

将新型PET与文献[9]中提到的级联H桥(CHB)型和MMC型PET对比。假设三相交流电网电压为10kV，IGBT采用1200V器件，调制比为0.82，子模块直流电容电压为667V左右，不考虑冗余器件与低压侧逆变器，三种拓扑的PET器件数量如表1所示。本文中提出的新型PET，每相每桥臂有30个子模块，三相共180个子模块，每个子模块包含10个IGBT及一个高频变压器；CHB型PET每相30个H桥并联DC/DC变换器的子模块，三相共90个子模块，每个子模块包含12个IGBT及一个高频变压器；MMC型PET每相需要60个SM子模块，三相共180个子模块，每个子模块包含2个IGBT，此外还需要30个耐流能力是MMC子模块所采用的IGBT 3倍的DC/DC变换器模块，每个DC/DC变换器包含8个IGBT及一个高频变压器。

表1 三种PET拓扑器件数量对比Tab.1 Comparison of three PET topologies

新型PET与CHB型PET相比，器件数量虽然多一些，但具有高压直流母线，很适合柔性变电站这样的场合使用；IGBT数量多，但电流要求低，高频变压器数目多但是容量小，由于大功率高频变压器设计制造有一定困难，因此降低了工艺难度。

与MMC型PET相比，主要有以下几个优势。

(1)结构上具有模块数少、模块化程度高、紧凑的特点。

(2)控制上由于MMC子模块本身就已经具有均压特性，故DC/DC变换模块无需均压控制。

(3)DC/DC变换器中IGBT电流要求低，高频变压器容量小。

(4)能量直接在MMC半桥模块和DC/DC变换器间流动，不流经高压直流母线，在高压直流母线无负载的情况下，桥臂电流无直流分量，损耗较小。

3 系统控制方法

3.1 MMC基本控制方法

图4 MMC双环控制框图Fig.4 Block diagram of double loop control

(3)

从式(3)可以看出，网侧电流的d、q轴分量分别受到控制量、耦合量和系统电压的影响，为了消除d、q轴之间的动态相互影响，需采用前馈解耦控制，如图4中所示。imd、imq实现解耦并引入耦合补偿ωLimd和ωLimq，优化了系统的动态特性，其中，

(4)

直流电容参数[12]和半导体开关器件特性差异、子模块充放电、驱动脉冲不同步等问题，都会导致直流电容电压不均衡，影响输出电能质量。子模块电容均压控制策略如图5所示，包括桥臂电压平均和同一桥臂子模块间电容电压平衡两极控制。

图5 电容电压控制框图Fig.5 Block diagram of capacitor voltage control

通过子模块均压控制，可以保证每个DC/DC变换器模块输入电压的恒定，无需额外的DC/DC变换器均压控制环节。环流抑制[13]采用的方法为：提取谐波分量与参考值作比较，然后经过PR调节器后得到调制波叠加分量。

3.2 DC/DC变换器控制方法

(5)

图6 桥间移相控制框图Fig.6 Control block diagram of phase shift between bridge

D为正值时，副边开关管触发脉冲滞后于原边，能量由原边向副边传输；D为负值时，能量传输方向相反。

3.3 四桥臂变换器控制方法

输出级四桥臂变换器的运行工况有两种：并网运行和离网运行。并网模式下输出连接交流电网，故控制策略采用定功率控制；离网模式下，输出没有连接交流电网，直接向负载供电，故需维持输出电压和频率稳定，采用定交流电压控制。

(1)定功率控制

图7 定功率控制框图Fig.7 Control diagram of constant-power mode

(2)定交流电压控制

离网模式下，不平衡负载电压含有的负序、零序分量，在正序dq坐标系下分别呈现2倍基波频脉动和基波频脉动，若仍采用传统PI环节对负序和零序分量进行电压调节，由于对交流分量的控制能力有限，所以不能很好地维持输出电压平衡。因此本文采用双dq坐标系下的正负序电压控制，将反馈电压分别变换至正序和负序dq坐标系下，并采用PR调节器对基波零序电压进行抑制，控制框图如图8所示。

图8 定交流电压控制框图Fig.8 Control diagram of constant-AC voltage mode

在电压外环、电感电流内环的双闭环控制方式的基础上，加入了负载电压前馈。双序电压环与零轴电压控制环的输出均变换至正序坐标系下作为电流环的指令，与反馈的电感电流比较后经PI调节器控制，加上负载电压前馈项之和得到变换器的桥臂调制电压，变换至三相静止坐标系下，通过空间矢量调制得到开关管的驱动脉冲。电流内环结构与图7中电流环相同。

4 仿真与实验验证

4.1 Matlab/Simulink仿真

为了验证本文中新型电力电子变压器的拓扑原理及控制策略，采用Matlab/Simulink进行仿真。仿真系统主要电气参数如表2所示。

表2 仿真系统主要参数Tab.2 Main parameters of simulation system

图9为子模块中SM电容电压输出波形。各子模块中SM输出侧直流电压均在667V附近波动，波动范围在3%以内。

图9 子模块中SM功率单元直流侧电压Fig.9 DC side voltage of SM in submodule

图10为双向隔离DC/DC变换器桥1输出电压、原边电感电压、原边电流、桥2输出电压及副边电流波形。桥1输出电压为±667V方波，桥2输出电压为±750V方波。电感的充放电实现功率传输，从电压电流相位关系可知，有功功率正向传输。

图10 桥1输出电压、原边电压、输出电流、桥2输出电压及副边电流Fig.10 Bridge 1 output voltage, primary side voltage, output current, bridge 2 output voltage and secondary side current

图11为双向隔离DC/DC变换器工作在能量反向传输时，桥1输出电压和原边电流波形，可知此时能量由副边向原边传递。

图11 桥1输出电压与原边电流Fig.11 Bridge 1 output voltage and primary side current

图12为双向隔离DC/DC变换器输出电压电流的仿真波形。在0.2s时流过DC/DC变换器的功率反向，由10A变为-10A，电压有瞬时2%的波动，但很快恢复稳定，维持在750V。说明双向隔离DC/DC变换器输入侧和输出侧可以实现能量的双向流动，并且控制系统具备较好的动态响应。

图13为电力电子变压器在离网模式下输出电压电流波形。0.3s之前，三相负载平衡，均为3kW的阻性负载，0.3s时，将C相负载切除。图13(a)为负载电压波形，可以看出，三相负载不平衡后，电压存在短暂的波动，但很快达到稳态恢复到平衡状态。图13(b)为三相电感电流及第四桥臂电流，切除C相负载后，A、B相负载不受影响，零序电流通过第四桥臂。

图12 双向隔离DC/DC变换器输出电压、电流Fig.12 Output voltage and current of isolated bi-directional DC/DC converter

图13 离网模式下PET输出电压与电流Fig.13 Output voltage and current at off-grid mode

仿真结果显示，本文提出的新型结构电力电子变压器可以很好地实现变压，并且具有能量双向流动和带不平衡负载的能力。

4.2 实验验证

为了验证此PET的性能，以DSP为基础构建了小功率实验样机，实物照片如图14所示，主要电路参数如表3所示。

图14 PET样机 Fig.14 PET model machine

参数数值前级电网线电压/V220MMC直流高压母线电压Udc/V480MMC子模块电压及DC/DC变换器输入电压/V120DC/DC变换器低压直流母线输出电压Udcl/V120四桥臂变换器输出线电压/V70四桥臂变换器输出频率/Hz50桥臂子模块数量n4MMC桥臂电感L0/mH5四桥臂变换器输出侧滤波电感L/mH3四桥臂变换器输出侧滤波电容C/μF30

实验时，样机先空载运行，某一时刻下电力电子变压器低压交流输出侧A相突加负载，负载为纯阻性，阻值10Ω。

图15为子模块中SM功率单元直流侧电容电压(双向隔离DC/DC变换器输入电压)波形与网侧三相电流波形。可以看出，子模块电容电压及DC/DC变换器输入电压在120V附近波动，突加负载后，由于环流的影响波动范围略微变大，约为3%，网侧相电流峰值变为0.6A。

图15 子模块中SM功率单元直流侧电压实验波形Fig.15 Experimental waveforms of DC side voltage of SM in submodule

图16为DC/DC变换器桥1输出电压、桥2输出电压、电感电压和电感电流波形。可以看出，此时有功功率正向传输。

图16 DC/DC变换器实验波形Fig.16 Experimental waveform of DC/DC converter

图17为DC/DC变换器输出电压、四桥臂变换器输出A相电压、A相电流波形。DC/DC变换器输出低压直流母线电压稳定在120V。

图17 DC/DC变换器输出电压与A相电压电流波形Fig.17 Experimental waveform of DC/DC converter output voltage and phase A voltage and current

图18为A相突加负载后PET输出三相电压与A相电流波形。可以看出，A相突加负载后，输出三相电压仍然保持稳定，不受影响，相电压有效值为40.4V。

图18 三相电压与A相电流实验波形Fig.18 Experimental waveform of three phase voltage and phase A current

5 结论

本文提出了一种新型模块化电力电子变压器拓扑，其对以MMC为输入级的传统三级结构形式的电力电子变压器进行了改进，将MMC功率单元SM和双向隔离DC/DC变换器集成在一起，构成新的子模块，输出级采用四桥臂逆变器。拓扑结构达成了高度模块化的效果，并且结构紧凑，控制简单，输出电能质量高。通过Matlab仿真测试以及实际的样机实验测试，验证了其变压和带不平衡负载的能力。新型电力电子变压器由于采用高度模块化的结构和通用的控制策略，可在更高电压等级上进行扩展，具有较高的应用价值和广阔的发展前景。

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Novel topology of power electronic transformer

WANG Xuan1,2, FU Yong-sheng1,2, JIN Wan-wan3, WANG Bei-bei1,2, YAN Hui1,2

(1. NARI Group Corporation, State Grid Electric Power Research Institute, Nanjing 211106, China; 2. China EPRI Science and Technology Co. Ltd., Beijing 102200, China; 3. School of Electrical Engineering, Beijing Jiaotong University, Beijing 100044, China)

The power electronic transformer is a new intelligent type of the power transformer, which has a broad developing prospect in the power distribution network. This paper presents a new modular power electronic transformer that integrates the isolated bi-directional DC/DC converter and the modular multilevel converter sub-modules as a whole to output low-voltage DC directly, then to produce low-voltage AC by the four legs inverter. Control strategies of the modular multilevel converter, the isolated bi-directional DC/DC converter and the four legs inverter are also given in this paper. Finally, the performance of the topology is verified by simulation and experiment.

power electronic transformer; modular multilevel converter; sub-module; four legs inverter

2016-12-26

国家重点研发计划项目(2016YFB0400500)、国家电网公司科技项目(52466F160002)

王 轩(1978-), 男, 浙江籍,高级工程师, 硕士, 研究方向为电力系统和电力电子技术; 付永生(1974-), 男, 河南籍, 高级工程师, 硕士,研究方向为电力系统和电能质量。

TM41

A

1003-3076(2017)05-0067-08