模块化电力电子变压器的设计与实现

涂春鸣， 兰 征， 肖 凡， 葛 俊， 孟 阳， 杨 义

(国家电能变换与控制工程技术研究中心， 湖南大学， 湖南 长沙 410082)

模块化电力电子变压器的设计与实现

涂春鸣， 兰 征， 肖 凡， 葛 俊， 孟 阳， 杨 义

(国家电能变换与控制工程技术研究中心， 湖南大学， 湖南 长沙 410082)

基于级联H桥拓扑的模块化电力电子变压器(Power Electronic Transformer, PET)具有最优的灵活性和功能扩展性，是PET中研究最为广泛的一种拓扑结构，但是其高压工程样机的实现具有一定的难度。本文研究了10kV/400V模块化电力电子变压器的设计与实现方法，考虑PET内部高低压隔离因素重新进行了三级结构划分，高压级联模块利用无锁相环控制消除电网电压波动引起的输入电流相位误差，研究了模块化的控制系统设计方法。研制的工程样机接入10kV配网进行了实验，各工况下的实验波形和数据分析验证了所提设计方法的正确性与有效性。

电力电子变压器； 级联H桥； 模块化； 无锁相环控制

1 引言

近年来，随着电力电子技术的发展，电能变换器出现了许多新型的拓扑结构。电力电子变压器(Power Electronic Transformer，PET)，也称为固态变压器或智能变压器，作为一种新型的电能变换器得到了学术界和工业界越来越多的关注[1,2]。PET可以替代传统变压器在未来智能电网中发挥重要的作用，具备功率因数校正、电压调节、输出频率调节、谐波抑制和故障隔离等诸多功能[3]。此外，其丰富的交直流接口可以为分布式能源和储能系统提供灵活的即插即用功能，可以控制主电网、分布式能源、储能和负荷之间的功率流动。

根据电能变换结构的不同，现有提出的各种电力电子变压器可以分为三类[4]：单级结构[5]、两级结构[6]和三级结构[7]。三级结构的PET由输入级、隔离级和输出级构成，由于其功能最多，控制最为灵活，是大多数应用场合优选的PET结构[4]。三级结构的电力电子变压器根据模块化程度的不同又可以分为非模块化，半模块化和模块化三种[3]。非模块化结构中，各级结构中仅有单个功率变换单元，其优势是功率器件和高频变压器少，相应的驱动和传感器也少，结构较为简单。为了实现高压大功率变换，非模块化结构的PET需要使用耐压等级更高的宽禁带功率器件，例如SiC、GaN等复合材料制成的功率器件。目前，这类功率器件的高成本使其难以大规模应用[8]。PET的半模块化结构以多绕组变压器的使用为标志，如文献[9]提出的三相四线制配电网电力电子变压器，使用了单输入3输出的多绕组变压器。进一步，可以使用N输入、3或3倍数输出的多绕组变压器实现PET内部功率的自平衡[10]。半模块化结构的PET可以减少高频变压器的数量，但是其功率容量和电压等级的扩展将受到限制。

模块化结构的电力电子变压器则完全由多个功率模块和高频变压器组合形成。文献[2]提出了一种最简单的模块化PET，其输入级由均压电阻和单位功率因数整流器组成的模块构成，该结构非常简单，均压电阻也可以为串联的整流器自动分压，但工作损耗太大。文献[11]提出了基于MMC拓扑的电力电子变压器，该结构可以减少三相输入PET中高频变压器和功率器件的数量，且能抑制低压直流母线的二倍频波动。而目前研究最为广泛的是基于级联H桥拓扑的电力电子变压器，该结构在诸多领域均有涉及。ABB提出的基于级联H桥拓扑的PET可以应用于铁路机车牵引系统[12]。美国北卡莱罗纳州立大学基于该结构提出的PET可以应用于未来可再生能源传输与管理系统(Future Renewable Electric Energy Delivery and Management，FREEDM)[13]。文献[14]提出了一种高压大功率PET，应用于风力发电系统，可以实现有功传输、无功补偿和电压变换。文献[15]提出了一种不需要低压直流母线的拓扑。文献[16,17]从效率、成本、功率密度、稳定性和控制特性等多个方面比较了各种基于级联H桥拓扑的电力电子变压器。

综上所述，基于级联H桥拓扑的三级结构电力电子变压器具有很好的灵活性和功能扩展性，可以通过模块的串并联实现容量和电压等级的扩展，适合于中高压电网的大功率应用。然而，模块化的结构对主电路和控制器的设计都有很高的要求，目前对该结构的很多研究仅通过仿真进行原理验证[6,9]，或者仅通过实验室小样机进行了验证[7]，仅部分文献有中高压应用的研究，且都很少涉及控制系统的研究和设计[10,11]。

本文研究了10kV/400V模块化电力电子变压器的设计与实现方法，不仅包括模块化的功率电路实现，还包括模块化的控制系统设计。研究考虑了PET内部高低压隔离因素，对PET重新进行了三级结构划分。高压级联模块利用无锁相环控制，可以消除10kV电网电压波动引起的输入电流相位误差。研究了模块化的控制系统设计方法，可以完全满足PET算法复杂性和系统灵活性的要求。工程样机接入10kV配网进行了实验，分别进行了空载无功补偿、接入阻性负荷，接入不平衡负荷，低压侧C相缺相等工况下的实验，各工况下的波形和数据分析结果验证了所设计的模块化电力电子变压器结构和参数的正确性与有效性。

2 拓扑结构与控制策略

2.1 拓扑结构

本文提出的电力电子变压器应用场景为高压交流侧接入10kV配网，低压交流侧接400V配网负荷，还可以提供800V直流接口。

电力电子变压器主电路拓扑全部由模块化电路组成，不同于引言中文献仅根据模块功能对电力电子变压器进行三级结构划分，本文还考虑了高低压隔离因素，对电力电子变压器重新进行了三级结构划分。如图1所示，三级结构分别由高压级联模块、隔离传输模块和低压逆变模块组成。

图1 模块化PET拓扑结构图Fig.1 Topological structure of modular PET

(1)高压级联模块由两个背靠背H桥及相应的直流电容组合而成，可以将工频电压转换为高频电压。前级H桥稳定模块内部直流电容电压，后级H桥稳定低压直流母线电压，并辅助调节模块内部直流电容电压的平衡。输入侧级联多电平(Cascade H-bridge Multi-level, CHM)设计使得输入级功率器件能以较小的电压应力和开关频率应用于高压大功率系统。

(2)隔离传输模块由隔直电容、高频变压器(High Frequency Transformer, HFT)和整流桥组合而成，将高频方波电压隔离变压后整流成直流电压。隔直电容可以抑制变压器原边直流分量引起的变压器偏磁问题，并与变压器漏抗形成谐振。各级隔离传输模块输入侧分别对接高压级联模块，输出侧并联形成低压直流母线。值得指出的是，若需要隔离传输模块实现功率双向流动，则需要将不可控整流桥换成可控的H桥。

(3)低压逆变模块为三相四桥臂拓扑的逆变单元，采用LC滤波，4个模块并联，输出400V工频交流电压。因为配网中负荷三相不平衡是运行常态，故要求逆变模块带有中线，从而具备三相四线输出能力。

2.2 控制策略

电力电子变压器控制输入侧接口处电流与电压的相位角，使其既可以为“纯阻性负载”，也可以根据指令进行一定容量的无功补偿。而在输出侧接口处，控制输出侧接口电压在额定功率范围内恒压恒频，使其看起来为恒定的电压源。输入和输出侧的功率交换会引起高压级联模块内直流电容以及直流母线电容的电压波动，故通过控制电容电压的恒定，间接控制了输入侧和输出侧交换的功率。

12级高压级联模块的前级H桥串联形成单相级联多电平拓扑，其控制的主要目标为使各级模块直流电容电压保持平衡稳定，同时控制与电网接口处的电流谐波和相位角，并消除电压波动而引起的锁相误差。本文采用无锁相环控制策略[18]，其核心思想是在两相静止坐标系下获取无锁相电流指令信号。

根据基尔霍夫电压定律和电流定律可列出单相级联多电平拓扑在单相静止坐标系下的状态方程如下：

(1)

式中，i=1,2,…,n，其中n为级联单元数，本文取12；di为第i级整流器占空比；us、is为电网电压、电流；L为交流侧滤波电感；Ci为第i级直流侧电容值；Udci为第i级直流侧电压值；Ri为第i级直流侧等效接入负载值。

建立级联整流器在两相静止坐标系下的数学模型，如图2所示。首先采用虚拟坐标轴构造三相平衡对称网侧电压usk和三相网侧电流isk(k=a,b,c)。三相静止坐标系下瞬时有功功率p和瞬时无功功率q可表示为：

(2)

图2 虚拟αβ坐标轴示意图Fig.2 Schematic diagram of virtual αβ coordinate axis

将单相电网电流、电压向量轴与a轴重合，同时将α轴与a轴重合，移相90°后得到对应的β轴分量，即令isα=isa=is，isβ=ise-0.005s，usα=usa=us，usβ=use-0.005s。将式(2)按“等功率”变换矩阵可得到三相PWM整流器在两相静止αβ坐标系下瞬时功率计算公式：

(3)

由于虚拟构造的是三相平衡系统，故输入侧瞬时功率可表示为：

(4)

(5)

若要实现单位功率因数控制，令q*=0，则

(6)

由于各个级联子模块自身损耗、控制信号延迟以及负载的差异都会导致各级直流侧电压出现不平衡，从而影响到装置的稳定运行，严重时还可能会烧毁功率开关管器件。因此，对各级加入额外的电压平衡措施至关重要。当各级直流侧出现电压不平衡时，功率分配会出现不均衡，各级功率不平衡量Δpi可表示为：

(7)

式中，Kp、Ki为PI控制器比例、积分系数。Udci为第i级直流侧电压值。

根据式(7)可以计算得到各级叠加的电流信号为：

Δisk=Δpkk=1,2,…,n

(8)

最后将电流叠加信号分别加到总的调制信号上得到各个子模块的调制信号Upwmi。控制框图如图3所示。

图3 无锁相环控制框图Fig.3 Control block diagram with no PLL

高压级联模块后级H桥则根据直流母线电压，产生总的调制信号，本文采用50%占空比的固定调制波，通过直流电压差控制能量传输大小。隔离传输模块输出并联的特性决定了模块可以进行能量的自平衡，当某级高压级联模块内直流电容电压较大时，则该级对应的隔离传输模块所传输的功率也会增大，从而使得模块内直流电容电压降低，通过不断的平衡，使级联模块电容电压保持一致。值得指出的是，该自平衡能力只能作为辅助调节电压电容平衡的手段，其响应速度远小于前级H桥控制速度。

为提高电力电子变压器的可靠性，并考虑减小运行损耗，所设计的4台低压逆变模块都控制为稳定的电压源，可以切换运行。当负荷容量大于单台逆变模块的容量时，根据负荷大小改变其投入运行模块的数量。当投入数量大于等于2时，则组成了多逆变器并联系统，这就需要逆变模块具备高效的均流控制策略，以使各个模块的输出电流保持一致。定义第j个模块的输出环流iHj为电力电子变压器输出电流在各运行模块上的理论均值iav与第j个模块实际输出电流ioj之差：

iHj=iav-ioj

(9)

环流与各模块间输出电压的差异相关，这种差异来自于模块间的电压偏差和硬件参数差异，为了抑制这种电压差异带来的环流，则需要提高各模块间的阻抗，最直接的方式是引入虚拟阻抗，逆变模块的控制框图如图4所示。

图4 逆变模块控制框图Fig.4 Control block diagram of inverter

由图4可以看出，各逆变模块的电压反馈控制回路中引入了环流反馈，并可反馈通路中设置任意值的虚拟阻抗Zvir(s)，进而实现对环流的动态调整。将虚拟阻抗设置为阻性，可以使环流与指令电压的关系为比例关系，这意味着调节正弦指令电压的过程中，环流有着很好的稳定性。此外，环流阻抗为纯阻性时，各模块在稳态下可根据环流的幅值和相位相应地调节指令电压的幅值和相位，可获得很高的均流精度[19]。

3 模块化控制系统设计

模块化电力电子变压器三级结构需要不同的控制策略，算法复杂，不同模块间的逻辑控制需要使用多线程任务。此外，控制系统还需要随电力电子变压器主电路模块数量的增加而扩展控制接口。本文设计的电力电子变压器控制系统如图5所示，可以完全满足其算法复杂性和系统灵活性的要求。

图5 控制系统结构图Fig.5 Structure of control system

控制系统由1个主控箱，12块高压级联模块控制板，4块低压逆变器控制板组成，并预留了扩展模块所需的接口。

主控箱由底板及插板组成，底板提供电源，地址及数据线接口，插板包括DSP+FPGA核心板、AD板、电源板、逻辑控制板、光纤板。采样板由2块AD7865及相关采样电路组成，逻辑控制板由输出继电器与输入隔离电路组成。

核心板由1块DSP与1块FPGA组成。核心板DSP完成整体运行控制及高压部分的算法控制，使用XINTF总线技术分别将核心板FPGA、AD板芯片以及每块光纤板上的FPGA集成。DSP将高压部分控制算法得到的调制信号通过总线分别下发至各光纤板。核心板FPGA负责对DSP中XINTF总线地址进行译码，根据各地址值，分别完成AD芯片转换控制、各开关逻辑状态控制、光纤板片选控制、整机PWM脉冲开/关及封锁控制等。

光纤板由1块FPGA及相关信号转换电路组成，每块光纤板上有6收12发共18路光纤接口，光纤板接收高压级联模块上发的状态量和直流电压值，并分别将对应数据存放到相应地址供DSP读取计算。同时向模块发送DSP计算后的控制命令、PWM波信号和脉冲封锁信号。与低压逆变模块连接的光纤板接收逆变器上传的输出电压、电流、直流侧电压、有功功率、无功功率、功率因数、故障状态等状态数据，并分别将对应数据存放到相应地址供人机界面读取显示。同时向逆变器发送运行命令、相关运行参数和紧急闭锁信号。

级联模块控制板由一块FPGA及直流采样电路组成，FPGA实时上传采样后的模块内部直流电压和模块状态，同时接收主控板DSP下发的控制命令及调制信息，形成PWM波发送至IGBT驱动器，还可以接收IGBT发出的过温过流等信号。

逆变模块控制板由2块DSP及1块FPGA组成，分别通过XINTF总线技术将FPGA集成。其中DSP1负责处理逆变器模块运行状态、故障状态等逻辑数据以及逆变器模块保护数据，DSP2负责逆变器算法计算。FPGA负责与主控箱进行光纤通信，同时负责DSP1与DSP2间的通信与协调。逆变器模块采用两片AD7865对模拟量进行转换，由FPGA对两片AD芯片进行控制与读取，读取转换数据后存放于FPGA寄存器中，供DSP1、DSP2读取。

人机界面通过标准Modbus协议与主控箱内的DSP通信。人机界面下发的操作命令由主控DSP执行并经过主控FPGA译码后，直接发送给逻辑控制板，或经光纤板下发至级联模块控制板和逆变模块控制板。人机界面集成了各单元的状态显示和运行控制命令，如图6所示。

图6 人机界面主界面Fig.6 Main interface of HMI

通过操作主界面的相关指令，可完成电力电子变压器的正常启停工作、输入输出变量观测、状态监测等等。还可以操作进入二级界面，用于调试及运行状态监测等，如图7所示，主要包括：①下发逆变模块控制参数；②手动操作各开关；③逆变模块投入数量选择；④通讯状态及高压级联模块状态；⑤逆变模块运行状态；⑥输入输出电气信息显示；⑦ 逆变模块详细运行信息；⑧高压级联模块详细运行信息；⑨主电路状态示意图。

图7 人机界面二级界面Fig.7 Secondary interface of HMI

4 实验与分析

图8为所设计的10kV/400V电力电子变压器工程样机，样机主要由5个柜体组成，从左至右分别为断路器柜、充电柜、功率柜1#、功率柜2#及控制柜。柜体内主电路包括隔离开关、断路器、10kV/6kV单相干式变压器、旁路接触器、预充电电阻、铁心电抗器、高压级联模块、隔离传输模块、低压逆变模块和万能断路器等。

图8 工程样机图Fig.8 Photo of engineering prototype

柜体内主要的模块单元如图9所示。可以看出，所设计的电力电子变压器主要结构完全由模块化单元构成，模块数量可以根据对应电压和功率等级进行不同的组合，主控箱的控制板也可以根据系统需求进行扩展，同样采用了灵活的插拔结构设计。

为了验证所设计模块化结构及控制系统的正确性，将工程样机接入10kV配电网，并分别进行空载无功补偿、接入大功率纯阻性负荷、接入不平衡负荷、C相缺相等工况下的实验，使用周立功电能质量分析仪和泰克示波器测试了稳态时的波形和数据。

(1)空载无功补偿工况

电力电子变压器接入10kV配电网，400V侧万能断路器断开，让其空载运行，并给定q*=50kVar，测试结果如图10所示。

图10 空载无功补偿测试结果Fig.10 Test result of no-load and reactive compensation

由图10可以看出，电力电子变压器进入稳态后，输入电压为10.3kV，输入电流为5A，高压级联模块没有出现任何异常状态，12级直流电压不方便直接测量，通过人机界面可以看出基本都稳定在780V左右。空载时电力电子变压器消耗的有功是2.5kW，对应空载损耗为1.56%。并且，PET按给定指令进行了50.9kVar的容性无功补偿。

(2)阻性负荷工况

搭建了三相100kW阻性负载平台，接入电力电子变压器400V输出侧，此时高压侧给定q*=0，测试结果如下。

图11为高压侧测试结果。可以看出，电力电子变压器输入电压为10kV，输入电流为11.5A，电压电流相位基本一致，从功率分析数据可以看出有功功率为114kW，无功功率为6kVar。功率因数控制为0.999，体现了高压级联模块无锁相环控制的有效性。从谐波分析数据可以看出谐波电流THD为3.9%，满足电力电子装置的谐波要求，说明了高压侧级联模块的结构和控制策略的有效性。

图11 阻性负荷高压侧测试结果Fig.11 Test result of impedance load in HV

图12为低压侧测试结果。可见，低压侧A相输出电压为217.6V，B相为221.6V，C相电压为223.1V，电压三相对称，频率为49.999Hz，电压谐波THD为3%左右；低压侧A相输出电流为154.8A，B相电流为155.2A，C相电流为156.7A，电流谐波THD同样为3%左右，满足电力电子装置的谐波要求，说明了低压逆变模块的结构和控制策略的有效性。

图12 阻性负荷低压侧测试结果Fig.12 Test result of impedance load in LV

图13为该工况下某级隔离传输模块中高频变压器原边电压upri、副边电压usec、电流isec波形。可以看出，高频变压器原边为方波电压，幅值等于该级直流侧电压，为780V，由于变比为1∶1，原边和副变的电压电流基本一致。由电流还可以看出，功率器件动作的时刻电流为零，说明隔直电容与高频变压器漏抗形成了谐振，实现了ZCS，有效地降低了开关损耗，证明了参数设计的合理性。

图13 隔离传输模块侧波形Fig.13 Test result of isolator transmission module

从高压侧和低压侧的功率分析可以看出，低压侧输出有功功率为102.7kW，此时对应高压侧输入有功功率114kW，由此可知电力电子变压器的工作效率为90.1%。

(3)不平衡负荷工况

搭建了三相不平衡负载平台，接入电力电子变压器400V输出侧，忽略线路电感的影响，测试结果如图14所示。

图14 不平衡负荷测试结果Fig.14 Test result of unbalanced load

由图14可以看出，接入不平衡负载后，低压侧输出电流分别为A相118.3A，B相108.9A，C相60.2A，电流波形可以看出不平衡非常明显，从输出有功功率也可以看出，三相分别为A相25.3kW，B相24.1kW，C相13.5kW，不平衡度达到了50%。此时，三相电压分别为A相216.1V，B相221.3V，C相225.1V，功率最大的A相电压略小，功率最小的C相电压略大，相对于负载较大的不平衡度，三相电压基本保持平衡，证明了电力电子变压器三相不平衡运行的能力。

(4)C相缺相工况

在电力电子变压器400V输出侧断开C相负载，模拟严重不平衡工况，稳态功率分析如图15所示。C相断开后，低压侧输出电流分别为A相155.7A，B相123.0A，C相0A，对应的有功功率分别为A相33.6kW，B相27.1kW，C相0kW，不平衡度达到了100%。此时，三相电压分别为A相215.5V，B相222.8V，C相223.9V，功率最大的A相电压略小，缺相的C相电压略大，基本保持平衡，证明了电力电子变压器缺相运行的能力。

图15 C相缺相功率测试结果Fig.15 Test result of power with phase C loss

5 结论

针对10kV/400V模块化电力电子变压器的设计与实现方法，本文从模块化的功率电路和控制系统两个方面进行研究。详细给出了所设计模块化PET的拓扑结构，介绍了主要的控制策略，重点分析了模块化的控制系统设计方法，该方法可以完全满足模块化PET算法复杂性和系统灵活性的要求。将所设计的工程样机接入10kV配网进行了实验，在空载无功补偿、接入阻性负荷，接入不平衡负荷，低压侧C相缺相等工况下，根据波形和数据分析结果，得出空载损耗为1.56%，工作效率为90.1%，高低压侧的谐波均满足标准要求，证明了所设计模块化电力电子变压器结构和控制系统的正确性与有效性。同时证明了电力电子变压器三相不平衡运行和缺相运行的能力。

[1] Kang M, Enjeti P N, Pitel I J. Analysis and design of electronic transformers for electric power distribution system[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 1999, 14(6): 1133-1141.

[2] Ronan E R, Sudhoff S D, Glover S F, et al. A power electronic-based distribution transformer [J]. IEEE Transactions on Power Delivery, 2002, 17(2): 537-543.

[3] Liserre M, Buticchi G, Andresen M, et al. The smart Transformer: Impact on the electric grid and technology challenges[J]. IEEE Industrial Electronics Magazine, 2016, 10(2): 46-58.

[4] 陈启超, 纪延超, 潘延林, 等 (Chen Qichao, Ji Yanchao, Pan Yanlin, et al.). 配电系统电力电子变压器拓扑结构综述 (Review of power electronic transformer topologies applied to distribution system) [J]. 电工电能新技术(Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy), 2015, 34(3): 41-48.

[5] Basu K, Mohan N. A single-stage power electronic transformer for a three-phase PWM AC/AC drive with source-based commutation of leakage energy and common-mode voltage suppression[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2014, 61(11): 5881-5893.

[6] Pinto S F, Mendes P V, Silva J Fernando. Modular matrix converter based solid state transformer for smart grids[J]. Electric Power Systems Research, 2016, 136: 189-200.

[7] Wang X, Liu J, Ouyang S, et al. Control and experiment of an H-bridge-based three-phase three-stage modular power electronic transformer[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(3): 2002-2011.

[8] Ji I, Wang S, Lee B, et al. Design and fabrication of high current AlGaN/GaN HFET for Gen III solid state transformer[A]. 2014 IEEE Workshop on Wide Bandgap Power Devices and Applications[C]. 2014. 63-65.

[9] Wang D, Mao C, Lu J, et al. Theory and application of distribution electronic power transformer[J]. Electric Power Systems Research, 2007, 77( 3-4): 219-226.

[10] 王丹, 毛承雄, 陆继明 (Wang Dan, Mao Chengxiong, Lu Jiming). 自平衡电子电力变压器 (Auto-balancing electronic power transformer) [J]. 中国电机工程学报 (Proceedings of the CSEE), 2007, 27(6): 77-83.

[11] 李子欣, 王平, 楚遵方, 等 (Li Zixin, Wang Ping, Chu Zunfang, et al.). 面向中高压智能配电网的电力电子变压器研究 (Research on medium- and high-voltage smart distribution grid oriented power electronic transformer) [J]. 电网技术 (Power System Technology), 2013, 37(9): 2592-2601.

[12] Zhao C, Dujic D, Mester A, et al. Power electronic traction transformer-medium voltage prototype [J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2014, 61(7): 3257-3268.

[13] Huang A Q, Crow M L, Heydt G T, et al. The future renewable electric energy delivery and management (FREEDM) system: The energy internet[J]. Proceedings of the IEEE, 2010, 99(1): 133-148.

[14] She X, Huang A Q, Wang F, et al. Wind energy system with integrated functions of active power transfer, reactive power compensation, and voltage conversion[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2013, 60(10): 4512-4524.

[15] Wang X, Liu J, Ouyang S, et al. Control and experiment of an H-bridge-based three-phase three-stage modular power electronic transformer[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(3): 2002-2011.

[16] Wang X, Liu J, Xu T, et al. Comparisons of different three-stage three-phase cascaded modular topologies for power electronic transformer[A]. 2012 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE) [C]. 2012. 1420-1425.

[17] 李子欣, 高范强, 徐飞, 等 (Li Zixin, Gao Fanqiang, Xu Fei, et al.). 中压配电网用10kVac-750Vdc/1MVA电力电子变压器功率密度影响因素研究 (Power density analysis of 10kVac-750Vdc/1MVA power electronic transformer solid-state transformer for medium voltage distribution grid)[J]. 电工电能新技术 (Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy), 2016, 35(6): 1-6.

[18] 杨韬, 帅智康, 兰征, 等 (Yang Tao, Shuai Zhikang, Lan Zheng, et al.). 直流电压不平衡下的单相级联PWM整流器无锁相环均压控制 (Voltage-sharing control of single-phase cascaded PWM rectifier without phase-lock loop under unbalanced DC voltage condition) [J]. 电网技术 (Power System Technology), 2015, 39(4): 1167-1172.

[19] 余蜜, 康勇, 张宇, 等 (Yu Mi, Kang Yong, Zhang Yu, et al.). 基于环流阻抗的逆变器并联控制策略 (Research on a novel current-sharing scheme based on circulating impedance of multi-inverter parallel system)[J]. 中国电机工程学报 (Proceedings of the CSEE), 2008, 28(18): 42-46.

Design and implementation of modular power electronic transformer

TU Chun-ming， LAN Zheng， XIAO Fan， GE Jun， MENG Yang， YANG Yi

(National Electric Power Conversion and Control Engineering Technology Research Center, Hunan University, Changsha 410082, China)

The modular power electronic transformer based on cascaded H bridge has several advantages in flexibility and performance. This topology is one of the most intensively investigated topology, but is hard to realize in practice. In this paper, the design and implementation of a 10kV/400V modular power electronic transformer is studied. New division of the PET tertiary structure is made in this paper, considering high and low voltage isolation. A phase-lock loopless control strategy was applied in high voltage cascade module to restrain errors made by network voltage fluctuating. The design method of the modular control architecture was studied. A engineering prototype has been connected to 10kV distribution for experiment. The analysis of experimental waves and data show the accuracy and efficiency of the designed prototype.

power electronic transformer; cascaded H bridge; modularity; phase-lock loopless control

2017-01-05

国家自然科学基金项目(51577055)、 湖南省教育厅重点科研项目(17A129)

涂春鸣(1976-)， 男， 江西籍， 教授， 博导， 研究方向为电力电子技术及其在电力系统中的应用； 兰 征(1985-)，男，湖南籍，博士研究生，研究方向为分布式发电及配电网电力电子技术。

TM41

A

1003-3076(2017)05-0042-09