一种宽输入电压范围软开关电流型DC/DC转换器*

朱浩亮

(南宁学院机电学院,南宁 530023)

一种宽输入电压范围软开关电流型DC/DC转换器*

朱浩亮*

(南宁学院机电学院,南宁 530023)

针对太阳能光伏(PV)及燃料电池等领域电源需要较宽输入电压范围的需求,提出一种通用的具有较宽输入电压范围的软开关电流型DC/DC转换器。该转换器采用了固定频率混合调制设计,可以在所有工作条件下实现半导体器件的软开关工作,并采用电流馈电技术以便适用于低电压高电流的电源。相较于传统转换器,该转换器更为通用,能够实现零电压开关和零电流开关,并且能够在输入电压和负载变化出现较大变化时控制输出电压。实验结果显示,在20 V～60 V输入电压范围内且负载出现变化时,该转换器均表现出良好的性能。

DC/DC转换器;电流型;零电压开关;混合调制;软开关

当前,利用太阳能板、燃料电池等非常规能源进行发电受到了越来越多的关注。由于太阳能板、燃料电池以及常规电池的输入工作电压范围均不相同[1-2],因此设计一种可以工作于不同输入电压范围内通用电源转换器成为许多研究人员面临的新课题,此外,在高频条件下维持半导体器件的软开关工作并达到高效也是一项挑战。

电压型转换器会出现整流二极管电压振铃、占空比丢失等问题,并不适用于高增益、高电流等应用领域[3]。虽然利用其他元件可实现软开关,但是在有限的软开关范围内拓扑结构会变得非常复杂[4-5]。而电流型转换器适用于高增益场合[6-7],原因在于电流型转换器的组成结构可以解决上述缺陷,且允许输入电流纹波较低。此外,电流型结构能够降低传导损耗。目前,双电感电流型拓扑结构十分受欢迎[8-9],其优势在于:(1)增压较大,变压器匝数比较低;(2)能够均衡两个电感器的电流,减少电流应力以及传导损耗。但对于电流型拓扑结构而言,当关闭半导体器件并需要外部缓冲电路时[8],通过半导体器件的电压峰值较高。文献[10-11]提出了磁化电感协助方案及设计,可以在负载和输入电压出现较大变化时维持ZVS。

本文提出一种具有较宽输入电压范围的软开关电流型DC/DC转换器,该转换器在操作时能够实现ZVS和零电流开关(ZCS)。相较于传统转换器,本文提出的转换器更为通用,并且能够在输入电压和负载变化出现较大变化时控制输出电压。此外,略微调整二次电路就能够进一步扩大范围。实验结果显示,该转换器能够适用于太阳能板(20 V～42 V)、燃料电池(22 V～41 V)以及常规电池(24 V/36 V/48 V/60 V)领域。为了对负载电压进行控制,本文提出了一种固定频率混合调制。

固定频率混合调制包括:(1)一次电路占空比调制(二次电路固定占空比),适用于PV、燃料电池以及电压低于42 V的电池;(2)二次电路占空比调制,适用于输入电压高于42 V的装置,即:48 V/60 V电池或者两个串联太阳能电池板。若输入电压为40 V～60 V,一次电路器件的占空比固定为55%,而二次电路器件的占空比却会发生变化以调节负载电压,即:充分利用或者局部利用二级侧。因此,本文提出的转换器十分适用于不同电压范围内的不同电源,并现了较大电压范围内的软开关以及负载电压调节。

1 提出转换器电路的工作原理

提出的转换器电路图如图1所示,表1列举了提出转换器的设计技术参数。

图1 提出DC/DC转换器的电路原理图

表1 提出转换器的技术参数

图2是Vin=50 V时本文提出转换器的稳态运行波形。根据实际情况,本文做出了下列假设以便研究、理解运行以及分析:(1)升压电感器L1和L2较大,电流能够保持恒定;(2)箝位电容Ca较大,电压能够保持恒定;(3)所有元件均为理想元件。重叠时,总开关M1和M2的选通信号相位移动了180°。辅助开关Ma1和Ma2对相应的总开关起补充作用。一次电路的占空比始终超过50%,以防未充分利用。二次电路S1～S4的占空比会随着输入电压的变化而变化。二次侧开关S1和S4运行时占空比为d1,S2和S3运行时占空比为d2。S1和S4的选通信号相位移动了180°,S2和S3的情况也是一样。

图2 提出转换器电路的稳态运行波形(Vin=50 V)

图3(a)～图3(i)是高频半周期中不同时间间隔内的等效电路。

(1)t0

箝位电容两端的电压VCa可表示为:

(1)

辅助开关两端的电压可表示为:

(2)

开关电流为iM1=Iin/2+ILp,peak以及iD2=Iin/2-ILp,peak。

(2)t1

(3)t2

(3)

(4)

通过M2的电流可表示为:

(5)

区间结束时,Ca1完全放电,即:vCa1(t3)=0;C1会充电至vC1(t3)=Vin/(1-D)。

(4)t3

(6)

(7)

(8)

(9)

最终结果为iCa(t4)=Iin/2和iLs(t4)=0。

图3(c) t2

图3(a) t0

图3(b) t1

图3(d) t3

(5)t4

(10)

iM2=iM2(t4)+iLs

(11)

iM2=iM2(t4)+iLp(t-t5)

(12)

(13)

在此区间结束时,iLs和iM2分别达到各自的峰值ILs,peak和IM2,peak。

(7)t6

(14)

(15)

iM2=iM2(t6)+iLs

(16)

在此区间结束时,iLs=iLp。

图3(e) t4

图3(f) t5

图3(g) t6

(8)t7

(17)

总开关电流iM2可表示为:

(18)

在此区间结束时,开关Ma1闭合。

(9)t8

(19)

漏感电流可表示为:

iLs=iLs(t8)cos[ωr(t-t8)]

(20)

总开关电流iM2可表示为:

(21)

开关Ma1和M1两端的电压可表示为:

(22)

(10)t9

图3(h) t7

图3(i) t8

3 具体设计分析

3.1 总开关的最大占空比和静态电压增益

根据开关额定电压,利用式(23)计算最小输入电压Vin=20V时的最大占空比Dmax。

Dmax=1-(Vin/VSW)

(23)

由于VSW,max=100V,所以Dmax=0.8。

两个不同工作范围(Vin=20V～40V以及Vin=41V～60V)内的输出电压可分别表示为:

(24)

(25)

式中:n1、n2和n3均表示多绕组变压器的匝数比,d1和d2分别表示二次侧开关S1和S2的占空比。

3.2 电感值Ls和Lp

利用式(26),可根据最小输入电压以及满载状况计算电感。

(26)

对于额定功率Po以及开关频率fs而言,电感值取决于变压器匝数比n1+n2+n3、电感器比率Lp/Ls以及式(23)中的最大占空比Dmax。比率Lp/Ls可确定特定匝数比的ZVS范围。能够在较大范围内维持ZVS,并且Lp/Ls比率较低。给定n值后,通过开关的RMS电流会随着Lp/Ls比率的减少而增加,如图4所示。所以,Lp/Ls比率应该是ZVS范围与通过开关的RMS电流之间的折衷。可以看出,由于Lp/Ls>20,开关RMS电流的减少可忽略不计。因此,应选取最佳电感比即:Lp/Ls=20,有助于在Vin=20V～60V范围内保持ZVS,并且传导损耗较低。与变压器一次侧并联的外部电感数值可表示为:

(27)

式中:Lm表示与一次侧变压器的磁化电感。

图4 Lp/Ls比率n=2时,开关RMS电流的变化

3.3 匝数和电感额定值

使用式(26)确保Ls>0的同时,选取变压器匝数比可确保D一直超过0.5,以调节输入电压变化时的负载电压。一次调制的匝数比为:

(28)

二次调制的匝数比极限为:

(29)

式中:n=n1+n2+n3。n为2。根据上述公式可得出,n1=n3=0.6并且n2=0.8。

由于Vin=60V,仅仅使用了2/3绕组后,有效匝数比为1.4。对于选中的匝数比而言,表2表示二次侧开关中总开关、d1和d2的占空比变化。

表2 不同工作条件下的占空比变化

Vin=20 V时通过串联电感的RMS(均方根)电流可表示为:

(30)

通过并联电感的RMS电流可表示为:

(31)

式中:TDR表示整流二极管传导时间,可表示为:

(32)

通过并联电感的峰值电流ILp,peak,可表示为:

(33)

通过上式可得出,Vin=60 V时并联电感的峰值电流为ILp,peak=2.88 A,Vin=20 V时ILp,RMS为4.1 A,Vin=20 V时串联电感的峰值电流为10.6 A。

3.4 一次侧开关的额定电流

可利用下列等式计算升压电感的数值:

(34)

式中:ΔIin为升压电感器的电流纹波。ΔIin=0.5 A时L1=L2=350 μH。

通过式(35)和式(36)可计算出Vin=20 V时通过总开关以及辅助开关的RMS电流。

LSW,RMS=

(35)

Lauxsw,RMS=(Iin+2ILp,peak)[(1-D)/24]1/2

(36)

经过计算,Vin=20 V时ISW,RMS和Iauxsw,RMS分别为6.33 A和1.48 A,Vin=20 V时通过总开关的峰值电流为ISW,peak=3Iin/2+ILp,peak=15.5 A。

3.5 二次侧开关的平均电流

由于Vin=20 V～40 V,占空比为d1时通过二次侧开关S1和S4的平均电流可表示为:

(37)

式中:根据(11)可知ILp,peak。Vin=20 V时通过二次侧开关的平均电流为0.6 A。

Vin=50 V时,通过二次侧开关的平均电流为:

(38)

(39)

式中:ILs,peak可表示为:

(40)

Vin=50 V时,通过二次侧开关S1和S2的平均电流分别为0.247 A和0.2 A。

Vin=20 V时通过辅助箝位电容的RMS电流可表示为:

(41)

Vin=20 V时通过辅助箝位电容的RMS电流为2.08 A。利用下列公式可计算出Vin=20 V时的电容。

(42)

为使总开关实现ZVS,储存在漏感器内的能量应足以对Ca1和C1充电、放电,可表示为:

(43)

图5 本文提出DC/DC转换器的实验样机

4 实验结果

在实验室设计并研发了额定功率为200W的转换器实验样机,如图5所示。

表3是研发样机的详细参数。开关的选通信号是由Spartan-6现场可编程门阵列生成。IR2181ICs用于驱动一次侧开关以及二次侧开关。

表3 实验样机的技术参数

图6～图8分别是额定负载下Vin=20 V、50 V和60 V时的实验结果。

图6(a) Vin=20 V以及满载(200 W)时,vgs,M1(10 V/div,2 μs/div),vds,M1(100 V/div,2 μs/div)和iM1(20 A/div,2 μs/div)的实验波形;

图6(a)表示总开关的ZVS。在使用选通信号vgs之前,装置两端的电压为零,即vds=0。此外,开关导通之前的体二极管导通证实了ZVS的正常运行。

图6(b) Vin=20 V以及满载(200 W)时,vgs,Ma1(20 V/div,1 μs/div),vds,Ma1(200 V/div,1μs/div)和iMa1(10 A/div,1 μs/div)的实验波形;

从图6(b)可看出,在辅助开关之前体二极管导通,可确保ZVS接通。

图6(c) Vin=20 V以及满载(200 W)时,iLs(10 A/div,2μs/div)和vAB(100 V/div,2μs/div)的实验波形;

从图6(c)可看出,关闭装置时,内双极型变压器电压vAB在(1-D)期间出现并等于装置电压。需注意,与传统转换器不同的是,漏电器电流是连续的。

图6(d)是并联电感的电流。将该电流添加至漏感电流可增加储存的能量,从而扩大ZVS范围。在开启装置之前,能够释放装置的电容;同时,也能够在较大输入电压以及负载变化范围内实现ZVS。

图6(d) Vin=20 V以及满载(200 W)时,iLp(2 A/div,2 μs/div)的实验波形。

图7(a) Vin=50 V以及满载(200 W)时,vgs,M1(20 V/div,2 μs/div)、vds,M1(200 V/div,2 μs/div)和iM1(10 A/div,2 μs/div)的实验波形;

图7(a)和图7(b)是Vin=50 V(200 W)时总开关和辅助开关的ZVS情况,举例说明了本文提出的混合调制。为了获得较高电压,减少D,从而延长了vAB出现的时间,如图7(c)所示。此外,从图7(c)也可看出,并联电感的电流随着输入电压的增加而增加。图7(d)和图7(e)是通过二次侧开关的电流以及两端电压。在d1Ts期间内开启开关S4,然后在d2Ts期间内开启开关S3。因此,匝数比会在(n1+n2+n3)至(n2+n3)的范围内变化,从而调节有效增益并控制负载电压。可观察出,当开关电压为零时,iS3闭合,然后相应的开关电压增加,以便确保ZVS断开。

图7(b) Vin=50 V以及满载(200 W)时,vgs,Ma1(20 V/div,1 μs/div)、vds,Ma1(200 V/div,1μs/div)和iMa1(5 A/div,1 μs/div)的实验波形;

图7(c) Vin=50 V以及满载(200 W)时,vAB(200 V/div,2μs/div)、iLs(10 A/div,2 μs/div)和iLp(10 A/div,2 μs/div)的实验波形;

图7(d) Vin=50 V以及满载(200 W)时,vgs,S3(20 V/div,2 μs/div)、vds,S3(200 V/div,2 μs/div)和iS3(5 A/div,2 μs/div)的实验波形;

图7(e) Vin=50 V以及满载(200 W)时,vgs,S4(20 V/div,2 μs/div)、vds,S4(200 V/div,2 μs/div)和iS4(10 A/div,2 μs/div)的实验波形。

图8是额定负载下Vin=60 V时的实验波形。由于一次电路的占空比固定,vAB出现的时间与Vin=50 V时的时间相同,如图8(c)所示。Vin=40 V～60 V时,二次调制会控制负载电压,并且一次侧开关的占空比固定为0.55。

图8(a) Vin=60 V以及满载(200 W)时,vgs,M1(10 V/div,2 μs/div)、vds,M1(100 V/div,2 μs/div)和iM1(5 A/div,2μs/div)的实验波形;

图8(b) Vin=60 V以及满载(200 W)时,vgs,Ma1(10 V/div,1μs/div)、vds,Ma1(100 V/div,1μs/div)和iMa1(5 A/div,1 μs/div)的实验波形;

图8(c) Vin=60 V以及满载(200 W)时,iLs(5 A/div,2 μs/div)和vAB(100 V/div,2μs/div)的实验波形;

图8(d) Vin=60 V以及满载(200 W)时,iLp(5 A/div,5 μs/div)的实验波形

图9和图10分别是Vin=50 V并且负载为20%(40 W)以及Vin=60 V并且负载为20%时的实验结果。实验结果与图3所示的稳态运行波形一致。显然,总开关、辅助开关以及二次侧开关S2和S3分别在ZVS和ZCS条件下运行,输入电压及负载出现较大变化。同时,能够有效地控制负载电压。

外部并联电感使漏电流峰值ILs,peak以及储存的能量增加,从而在较大电源电压以及负载功率范围内保持ZVS。有效利用变压器后,混合调制能够确保在整个范围内控制负载电压。图11是不同工作条件下用于验证的样机实测效率。结果表明,本文提出的转换器能够在所有工作条件下同时实现软开关以及负载电压控制。

图9(a) Vin=50 V并且负载为20%(40 W)时,vgs,M1(20 V/div,2 μs/div)、vds,M1(100 V/div,2 μs/div)和iM1(5 A/div,2 μs/div)的实验波形;

图9(b) Vin=50 V并且负载为20%(40 W)时,vgs,Ma1(20 V/div,2 μs/div)、vds,Ma1(200 V/div,2 μs/div)和iMa1(5 A/div,2 μs/div)的实验波形;

图9(c) Vin=50 V并且负载为20%(40 W)时,vAB(100 V/div,2 μs/div)、iLs(5 A/div,2 μs/div)和iLp(5 A/div,2 μs/div)的实验波形。

图10(a) Vin=60 V并且负载为20%(40 W)时,vgs,M1(20 V/div,5 μs/div)、vds,M1(100 V/div,5 μs/div)和iM1(10 A/div,5 μs/div)的实验波形;

图10(b) Vin=60 V并且负载为20%(40 W)时,vgs,Ma1(20 V/div,5 μs/div)、vds,Ma1(100 V/div,5 μs/div)和iMa1(20 A/div,5 μs/div)的实验波形;

图10(c) Vin=60 V并且负载为20%(40 W)时,vAB(100 V/div,5 μs/div)、iLs(20 A/div,5 μs/div)和iLp(20 A/div,5 μs/div)的实验波形。

图11 不同工作条件下,随着输出功率增加提出转换器的效率

5 结语

本文提出一种通用的具有较宽输入电压范围的软开关电流型DC/DC转换器,适用于太阳能板(20 V～42 V)、燃料电池(22 V～41 V)以及常规电池(24 V/36 V/48 V/60 V)领域。采用的磁化电感有助于在工作范围内始终保持一次侧开关处于ZVS。二次侧开关运行时处于ZCS,从而将总开关损耗降到最低。该转换器中的双电感拓扑结构具有均流的固有特性,并且Lp/Ls比率较高,所以,能够减少装置的电流应力。提出的混合调制确保能够在较大输入电压以及负载变化内控制负载电压。实验结果显示,在20 V～60 V输入电压范围内且负载出现变化时,该转换器均表现出良好的性能。最重要的是,只需一个转换器就可满足常规电池、燃料电池、太阳能光伏等不同电源领域的应用需求。

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A Wide Input Voltage Range Soft-Switching Current-Mode DC/DC Converter*

ZHUHaoliang*

(College of Mehanical and Electrical Engineering,Nanning University,Nanning 530023,China)

For the requirements of a wide input voltage range in the areas such as solar photovoltaic(pv)and fuel cell,a general current mode soft switching DC/DC converter is proposed which has a wide input voltage range. The proposed converter uses a fixed frequency hybrid modulation design to achieve soft switching operation of the semiconductor device under all operating conditions,and uses current feeding technology for application in low voltage and high current power supply. Compared to conventional converters,the converter is more general. It can achieve zero-voltage switching(ZVS)and zero current switching(ZCS). The converter can control the output voltage when the input voltage and the load change. Experimental results show that when in the 20 V～60 V input voltage range the load changes,the proposed converter has showed good performance.

DC/DC converter;current mode;ZVS;hybrid modulation;soft switch

项目来源:2016年度广西壮族自治区中青年教师基础能力提升项目(KY2016YB860);2015年南宁学院校级科技项目(2015XJ17)

2016-03-29 修改日期:2016-05-17

C:8350;1290B

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.02.038

TM461

A

1005-9490(2017)02-0451-10