市电平衡式光伏发电系统双PWM变流器的研究

陈国定，周 凯，宋 迪，李 俊，缪克俊(浙江工业大学 信息工程学院，浙江 杭州 310023)

市电平衡式光伏发电系统双PWM变流器的研究

陈国定，周 凯，宋 迪，李 俊，缪克俊
(浙江工业大学 信息工程学院，浙江 杭州 310023)

针对市电平衡式光伏发电系统与电网之间存在能量双向流动问题，研究双PWM变流器控制.根据三相双PWM变流器的电路拓扑结构搭建了基于dq坐标的数学模型，并结合空间矢量调制、三相锁相环设计了系统的双闭环控制策略及双PWM变流器的协调控制策略.根据系统功率平衡的实际需求，设计了直流侧电容、交流侧滤波电感的参数.仿真和实验样机验证了系统控制策略的有效性及双PWM变流器实现市电平衡式光伏发电系统中功率平衡的可行性.

光伏发电；能量双向流动；PWM变流器；双闭环控制；参数设计

随着能源危机日渐加剧，太阳能因其分布广泛、清洁无污染等优势得到广泛关注.目前对光伏发电的研究主要集中在光伏并网技术上，已有许多光伏发电站进入投产阶段[1]，而对于小型光伏逆变系统中能量双向流动的问题还停留在研究阶段[2].在市电平衡式光伏发电系统中，光伏电池板经逆变后得到的交流输出给特定负载供电，但光伏输出功率与负载所需功率不平衡会造成能源浪费、负载工作不稳定等问题.则当负载所需的功率大于光伏电池输出的功率时，系统需从电网汲取不足的功率保证负载的稳定运行；反之，系统将光伏板输出多余的功率反馈至电网，充分利用太阳能，实现功率平衡.因此，实现光伏发电系统与电网之间的功率平衡是目前需要解决问题，而实现功率平衡的关键在于实现系统与电网之间的能量双向流动.

随着电力电子技术的不断发展，双PWM变流器因具备能量双向流动、交流侧功率因数可调、直流电压可调以及输出谐波含量少等优点[3]，在太阳能、风能等各个领域中得到了越来越广泛的应用.文献[4-5]研究了背靠背双PWM变流器的数学模型和控制策略，证明双PWM变流器具有可同时实现交流侧电压跟踪、直流侧电压恒定以及功率四象限独立调节的控制功能；文献[6]利用双PWM变流器接入配电网，用于改善微网的电压质量，减少电网污染.结合以上理论研究，针对市电平衡式光伏发电系统与电网之间存在能量双向流动问题，以三相双PWM变流器为研究对象，根据电路的拓扑结构构建数学模型，设计基于PI控制的双闭环控制策略.同时根据并网系统的实际需求进行参数的选择.最后搭建了三相双PWM变流器控制系统实验样机，通过仿真和实验结果验证控制策略的正确性，满足系统设计要求.

1 三相双PWM变流器数学模型

三相电压型双PWM变流器主电路拓扑如图1所示，该电路采用完全对称的结构，由2个三相PWM整流器VSC1和VSC2组成，通常是一个处在整流状态，而另一个则工作在逆变状态，通过直流支撑电容C连接，构成了AC-DC-AC的能量流动.为了稳定直流母线电压，直流支撑电容通常采用大容量进行储能滤波.由于两个PWM变流器拓扑结构完全对称，主要针对VSC1建立数学模型.

图1 三相双PWM变流器主电路拓扑Fig.1 Main circuit topology of three-phase Dual PWM converter

三相PWM整流器VSC1采用可控器件IGBT与反并联的续流二极管构成开关元器件，为了避免系统出现短路，在建立系统数学模型之前，首先定义对应的逻辑开关函数Si(i=a,b,c)其表达式为

(1)

为了便于分析，暂不考虑交流侧滤波电容Cr.图1中：Esa，Esb，Esc为交流侧三相电动势；ia，ib，ic为交流侧三相电流；Udc为直流侧直流电压；idc为直流侧负载电流；C为直流侧支撑电容；L为交流侧滤波电感，R为线路等效内阻.通过对交流侧三相电流的采样，经过Clarke和Park变换，得到了基于两相dq旋转坐标系下的三相PWM整流器的数学模型为

(2)

式中：ud=Udcsd，uq=Udcsq；id，iq分别为ia，ib，ic的dq轴分量；sd，sq分别为sa，sb，sc的dq轴分量；ed，eq分别为Esa，Esb，Esc的dq轴分量.则VSC1系统模型结构如图2所示.

图2 同步旋转dq坐标系下的三相PWM整流器的数学模型Fig.2 Mathematical model of three-phase PWM rectifier based on synchronous rotatingd-qcoordinate system

根据电网电压定向的矢量控制(VOC)的控制思想[7]，在三相PWM整流器系统中，忽略系统电路内部损耗，设定直流电压Udc恒定的情况下，根据瞬时功率理论计算可得VSC1的有功功率P和无功功率Q表达式为

(3)

2 三相双PWM变流器的控制策略

三相PWM整流器VSC1控制采用双闭环控制，其中采用直流侧输出电压反馈作为外环控制，用来确定交流侧电流id，iq的目标参考值；采用交流侧电流反馈作为内环控制，用于控制输出的调制电压.

根据式(2)表明：三相PWM整流器的dq轴电流，不仅受控制量ed，eq的影响，还受电流交叉耦合项ωLid，ωLiq，等效内阻上的电压降Rid，Riq以及电网电压ud，uq的影响.为实现对dq轴电流的有效控制，消除dq轴之间的电流耦合和电网电压扰动，将式(2)改写成

(4)

其中：

(5)

将式(5)代入式(2)可得交流侧电压参考值为

(6)

根据式(6)，结合三相锁相环及空间矢量调制(SVPWM)可以得到带解耦和电网电压扰动补偿的三相PWM整流器双闭环控制原理图[10]，如图3所示.

图3 三相PWM整流器双闭环控制原理图Fig.3 Double closed loop control principle diagram of three-phase PWM rectifier

三相双PWM变流器(VSC1和VSC2)两侧都采用电网电压定向的矢量控制，其中VSC1采用电压电流双闭环结构，用于维持直流母线电压的稳定，并且调节交流侧的功率因数；而VSC2采用电流内环的单闭环结构，主要用来调节两侧有功功率与无功功率的流动方向.通过上述分析可知：由于加入了前馈解耦，因此最终可以通过控制交流侧三相电流的dq轴分量id，iq就能够实现对有功功率P和无功功率Q的控制.

3 控制系统电路的参数设计

根据设计的实际需求，设定部分参数：额定功率P=600 W；交流侧额定相电压E=110 V；交流侧额定相电流I=1.818 A；额定频率f=50 Hz.主拓扑电路中除了确定三相整流桥外，还需要对直流侧支撑电容及交流侧滤波电感等参数进行确定和计算.

3.1 直流侧电容参数设计

直流侧电容主要用来稳定直流母线电压，缓冲交流侧与直流侧之间的能量流通.需要根据主电路对直流侧电压跟踪要求以及提高电压外环的抗扰动能力的要求来选取电容.

3.1.1 满足主电路对直流侧电压跟踪要求

为满足主电路跟踪要求，需要提高电压外环响应速度，直流侧应尽量选择小容量的电容.当直流侧电压未达到额定电压时，由于限幅作用，外环PI控制器输出已饱和，此时整流器直流侧将以最大限幅电流Idm对电容进行充电其动态过程表现为

(7)

(8)

根据实际应用中各参数选取方法[11]，化简可得

(9)

3.1.2 满足抗干扰性的要求

三相整流器直流侧电容选取尽量大来限制负载扰动引起的直流电压的动态压降，利用动态过程中的电容充放电来计算直流电容的大小，计算公式为

(10)

式中：P为三相逆变器额定功率；Ts为开关周期；ΔVmax为负载扰动时直流电压的最大动态压降.

根据式(9，10)确定直流侧电容的大致范围，经过计算选用直流侧电容为C=1 410 μF(耐压450 V)，结合实际指标，并联3个C=470 μF(耐压450 V)电解电容代替大电容.

3.2 交流侧滤波电感参数设计

交流侧滤波电感的设计在双PWM变流器的控制系统中非常重要[12]，它主要作用：滤除交流侧PWM谐波电流，减少对电网的谐波污染；实现三相PWM整流器的四象限运行；提高控制系统稳定性.因此，交流侧的滤波电感的参数设计需要满足两种情况.

1)满足三相PWM整流器工作时的功率因数能够覆盖-1～1，实现四象限运行.三相PWM整流器矢量关系图如图4所示，其中PWM整流器的功率因数角为φ，θ=90°-φ，根据余弦定理可得

|U|2=|E|2+|UL|2-2|E|2|UL|2cosθ=|E|2+|UL|2-2|E|2|UL|2sinφ

(11)

图4 三相PWM整流器矢量关系图Fig.4 Vector diagram of three-phase PWM rectifier

将|UL|=ωL|I|代入式(11)，进一步化简可得

(12)

式中：ω=2πf；Em为电网相电动势峰值；Im为电网相电流峰值；Um为三相PWM整流器交流侧的相电压峰值.结合考虑SVPWM的调制方式

(13)

将式(13)代入式(12)可得

(14)

2)满足电感滤除纹波的要求.三相交流侧电感的最小值由交流侧电流纹波ΔiL决定，ΔiL一般取10%～20%的额定电流.根据交流侧的最大输出电流纹波ΔiLmax，结合跟踪性要求，可获得的参数下限为

(15)

根据式(14，15)，取φ=0，Ts=100 (s，ΔiLmax=20%|I|=0.36 A，最终选择交流侧滤波电感值为L=10 mH(耐流5 A).

4 实验结果

三相双PWM变流器可以作为不同相位、频率和幅值的彼此独立的两个电网的端口，实现能量的双向流动.根据上述三相双PWM变流器的控制策略及计算电路参数，首先在simulink环境下对系统进行建模仿真验证.系统参数在实际需求的基础上，取交流侧滤波电感L=10 mH；交流侧等效电阻R=0.1 Ω；直流侧电容C=1 410 μF；直流侧电压Udc=3E=330 V；PWM开关频率f=10 kHz.此外，为了区分市电平衡式光伏发电系统中光伏逆变输出侧与电网是两个不同的电源，设定VSC1的电压频率为50 Hz，相位为0；VSC2的电压频率为60 Hz，相位为π/2.

首先给定三相双PWM变流器控制系统的VSC1启动时处于整流状态，在0.15 s时从整流状态切换到逆变状态，在0.3 s时在从逆变状态切换回整流状态，VSC2工作在VSC1的逆状态.图5，6分别表示直流母线电压、VSC1和VSC2的A相交流电压电流的工作状态，可以看出三相双PWM变流器可以在整流与逆变的状态之间相互切换，实现能量双向流动.

图5 直流母线电压波形图Fig.5 Waveform of DC bus voltage

图6 VSC1和VSC2的A相交流电压电流波形图Fig.6 Voltage and current waveform of phase A in VSC1 and VSC2

图7为三相双PWM变流器VSC1和VSC2的功率流动图，从图7中可以看出：二者无功功率为0，有功功率为600 W，实现了解耦功率控制.同时VSC1工作在整流状态时，VSC2工作在逆变状态，二者有功功率相反，表明能量由VSC1流向VSC2，而0.15 s后二者进行了反向传输，充分验证了控制策略的正确性，符合系统功率平衡的要求.

图7 三相双PWM变流器VSC1和VSC2的功率波形图Fig.7 Power waveform of three-phase Dual PWM converter in VSC1 and VSC2

最后根据计算的参数搭建了样机，为了符合实际需求，这里设定VSC1和VSC2的频率均为50 Hz.为了便于分析，将得到的波形图建立坐标系得到如图8所示，其中图8(a，b)分别表示VSC1工作在整流状态VSC2工作在逆变状态下的电压电流波形，从图8中可以看出：直流侧电压在330 V保持稳定，VSC1的交流侧电流与电压同相位，功率因数为1，VSC2的交流侧电流与电压相位相反，功率因数为-1，符合系统设计要求.

图8 VSC1工作在整流状态VSC2工作在逆变状态下的电压电流波形Fig.8 Voltage and current waveform with VSC1 in rectifier state and VSC2 in inverter state

5 结 论

针对市电平衡式光伏发电系统与电网之间存在能量双向流动问题，采用双向PWM变流器，分析了其拓扑结构，建立了系统数学模型，搭建了电压外环、电流内环的双闭环控制模型，提高了直流侧电压利用率，实现了解耦控制.在理论研究的基础上，设计了控制系统中包括直流侧电容、交流侧滤波电感在内的参数，保证系统的稳定运行.经仿真和实验验证了系统控制策略的正确性，能够实现三相双PWM变流器系统的能量双向流动，满足实现功率平衡的实际需求，并保证系统工作在高功率因数下，该实验系统的设计与实现对于市电平衡式光伏发电系统的研究具有一定的促进意义.

[1] 陈国定,钟引帆,揭飞.非隔离光伏并网逆变器共模电流抑制研究[J].浙江工业大学学报,2015,43(6):565-659.

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[11] 裴素萍,吴必瑞.三相PWM整流器主电路参数确定方法[J].电测与仪表,2014,53(13):84-88.

[12] 尹泉,刘行,王庆义.三相电压型PWM整流器主电路参数设计[J].变频器世界,2011(12):56-59.

(责任编辑：陈石平)

Research on dual PWM converter of balanced photovoltaic power generation system in city electricity

CHEN Guoding, ZHOU Kai, SONG Di, LI Jun, MIAO Kejun
(College of Information Engineering, Zhejiang University of Technology, Hangzhou 310023, China)

In view of the problem of two-way flow of energy between balanced photovoltaic power generation system in city electricity and the grid, the control of dual PWM converter is studied. The mathematical model based ond-qaxis is set up according to the circuit topology of three-phase dual PWM converter, and the double closed loop control strategy of system and dual PWM converter coordinated control strategy are designed combining with the space vector modulation, three-phase digital phase-locked loop. The parameters of DC side capacitor and AC side filer inductor are designed according to the actual demand of system power balance. Simulation and experimental results verify the effectiveness of the system control strategy and the feasibility of the dual PWM converter to achieve the power balance in balanced photovoltaic power generation system in city electricity.

photovoltaic power generation; two-way flow of energy; PWM converter; double closed loop control; design of parameters

2016-09-13

浙江省大学生科技创新活动计划(新苗人才计划)资助项目(2016R403092)

陈国定(1962—)，男，浙江宁波人，教授，博士，主要从事电力电子技术和光伏逆变技术方面的研究等，E-mail：gdchen@zjut.edu.cn.

TK514

A

1006-4303(2017)02-0147-06