双Buck/Boost集成双有源桥三端口DC-DC变换器

孙孝峰 刘飞龙 熊亮亮 王宝诚



双Buck/Boost集成双有源桥三端口DC-DC变换器

孙孝峰 刘飞龙 熊亮亮 王宝诚

（燕山大学电力电子节能与传动控制河北省重点实验室 秦皇岛 066004）

在传统的双有源桥变换器的基础上集成两个双向Buck/Boost电路，提出了一种双Buck/Boost集成双有源桥三端口DC-DC变换器，该变换器实现了桥臂开关管的复用，提高了功率密度。以光伏-蓄电池混合发电系统为例对该变换器拓扑进行分析，采用移相+PWM进行控制，通过控制移相角实现输入与输出端口间功率传输，通过调节占空比来匹配输入端口电压等级，以实现光伏端口的最大功率点跟踪和平衡蓄电池端口的能量传递。分析了该变换器的工作原理、稳态与软开关特性，该变换器较大程度地改善了传统移相控制下DAB在移相角较小时的软开关条件，使得在宽工作范围内能够实现所有功率开关管的软开关。最后建立300W实验样机进行方案验证。

多端口变换器 双向Buck/Boost电路 双有源桥电路 软开关 移相+PWM控制

0 引言

近年来各种可再生能源的利用越来越受关注，应运而生的分布式发电系统则是将不同类型的新型发电单元集成到一起组成新型的发电系统[1]。对于光伏等受环境因素影响比较大的分布式能源[2]，需要一个储能单元作为能量的缓冲单元[3,4]，以保证向负载提供稳定可靠的电能。传统的结构是需要两个DC-DC变换器连接到直流母线向负载提供能量，系统结构复杂，元件数量多，并需要通信实现能量的优化控制[5-7]。多端口变换器可将这些分离的DC-DC变换器集成到一起，实现功率开关管及无源器件的复用，具有结构简单、成本低、功率密度高等优点，同时可以实现系统的集中控制[8-13]。

文献[9-12]提出的多端口变换器利用磁耦合方式，即通过一个多绕组变压器连接不同的能源单元，实现各端口间的隔离，应用移相控制有利于能量的管理优化，同时易于实现功率开关管软开关。文献[13]将串联谐振网络应用到上述拓扑中，提高了开关频率与效率，但这类拓扑的局限在于功率开关管不能够共用，需要的功率器件及相应外围电路非常多。

文献[14-16]将全桥变换器与同步Boost电路集成，构成三端口变换器，减少了功率开关器件的数量，降低了功率损耗同时降低了端口电流的纹波，并且可以实现软开关。提出的PWM加全桥移相控制方法，变量间不存在耦合，控制简单，但是变压器二次侧为不控整流桥结构，负载侧能量不能实现双向流动，不适合电机类负载具有馈能特性等的应用领域。双有源桥式（Dual Active Bridge, DAB）电路具有双向、可实现软开关等特点，以DAB为基本拓扑单元，对电路拓扑进行演变改进成为一个很好的解决方案[17-19]。

双Buck/Boost集成双有源桥三端口DC-DC变换器，在DAB全桥侧集成两个双向Buck/Boost电路，实现功率开关管的复用，继承了DAB双向变换功能与新集成端口电流纹波小的特点，可以应用在光伏-蓄电池混合发电系统中。采用移相+PWM控制，通过移相控制实现输入与输出端口的功率传输，通过控制占空比匹配输入端口电压等级，结合DAB电路与双向Buck/Boost电路可实现所有功率开关器件的软开关。本文对其工作原理与工作特性，尤其是软开关的实现进行了详细分析，并通过实验验证其可行性。

1 电路工作原理分析

基于传统的双有源桥电路和两个双向Buck/ Boost电路得到的双Buck/Boost集成双有源桥三端口DC-DC变换器如图1所示。由图1可见，DAB变压器一次侧为全桥结构，通过复用该全桥单元的功率开关管，实现DAB与两个双向Buck/Boost电路的集成，形成两个输入端口，可分别接入光伏电池等新能源以及储能单元如蓄电池，另外，储能端口的两个电感为交错并联结构，有效降低了该端口电流纹波。变压器二次侧采用半桥结构，其优点在于减少两个功率器件，降低系统成本，同时能够实现输出电压的倍压，提高输出端电压等级。图1中ab、sec分别为变压器一次、二次电压，p为流经变压器漏感s的电流，i1、i2分别为流经Buck/Boost电感1、2的电流，1和2为输出侧半桥电容，为负载电阻。

图1 双Buck/Boost集成双有源桥三端口DC-DC变换器

双Buck/Boost集成双有源桥三端口DC-DC变换器在DAB基础上集成两个双向Buck/Boost电路，具有DAB能量双向流动、易实现软开关等特点，又具有双向Buck/Boost电路的特点。采用的控制方法也是在传统移相的基础上加入了PWM，移相角为变压器一次侧与二次侧方波电压中心相位差，S1、S3占空比均为，驱动信号相差180°，S5占空比为0.5，同一桥臂上、下两个开关管互补导通。通过调节移相角控制变压器两侧的能量双向流动，进而实现对输出电压的控制，通过调节占空比来匹配光伏与蓄电池端口电压等级。

加入占空比控制，DAB就会出现内部模式（ab在sec内部）和外部模式（ab一部分在sec外部）的区分[9]。对于外部模式，又可分为左外部模式（ab在sec左外部）和右外部模式（ab在sec右外部），分别对应于变换器处于能量正向传输方式和能量反向传输方式，两种模式下工作过程的分析基本一致。

接下来以左外部模式为例，对该变换器工作原理进行分析，图2为左外部模式下稳态工作波形，图3所示为一个开关周期内不同工作阶段的等效电路。

图2 该变换器的稳态工作波形

（a）t0～t1（b）t1～t2（c）t2～t3 （d）t3～t4（e）t4～t5（f）t5～t6 （g）t6～t7（h）t7～t8（i）t8～t9 （j）t9～t10（k）t10～t11（l）t11～t12

阶段1（0～1）：在0以前，变换器工作状态为：S2导通，S4、S6的反并联二极管续流导通。如图3a所示，0时刻S2关断，漏感电流p和电感电流i1对S2的结电容充电，S1的结电容放电，直到S1的结电容电压下降至零，S1的反并联二极管开始续流导通。此阶段内，变压器一次电压ab由零增大至s，二次电压sec=-o/2，i1由上升转为下降，i2线性上升，p反向减小的速率增大，S4、S6的反并联二极管仍续流导通。

阶段2（1～2）：如图3b所示，1时刻，施加S1开通信号，假设i1＞p，S1的反并联二极管续流导通，可以实现S1的零电压开通。此阶段内，ab=s，sec=–o/2，i1线性下降，i2继续线性上升，漏感电流p迅速反向减小，当-p＜i2时，一次侧由S4的反并联二极管导通转换为S4导通；当p由负换向为正时，二次侧由S6的反并联二极管导通转换为S6导通；p换向为正后，正向增大，当p＞i1时，一次侧由S1的反并联二极管导通转换为S1导通。

阶段3（2～3）：如图3c所示，2时刻S6关断，漏感电流对S6的结电容充电，S5的结电容放电，直到S5的结电容电压下降至零，S5的反并联二极管开始续流导通。此阶段内，ab=s，sec由–o/2增大至o/2，i1继续线性下降，i2继续线性上升，p正向增大的速率减小，S1、S4保持导通状态。

阶段4（3～4）：如图3d所示，3时刻，施加S5开通信号，假设p＞0，S5的反并联二极管续流导通，可以实现S5的零电压开通。此阶段内，ab=s，sec=o/2，i1继续线性下降，i2继续线性上升，p正向增大的速率减小，S1、S4保持导通状态。

阶段5（4～5）：如图3e所示，4时刻S1关断，漏感电流对S1的结电容充电，S2的结电容放电，直到S2的结电容电压下降至零，S2的反并联二极管开始续流导通。此阶段内，ab由s减小至零，sec=o/2，i1由下降转为上升，i2继续线性上升，p由正向增大转为正向减小，S5的反并联二极管续流导通，S4保持导通状态。

阶段6（5～6）：如图3f所示，5时刻，施加S2开通信号，假设p＞i1，S2的反并联二极管续流导通，可以实现S2的零电压开通。此阶段内，ab=0，sec=o/2，i1线性上升，i2继续线性上升，p正向减小的速率增大，S5的反并联二极管续流导通，S4保持导通状态。

以上工作阶段的分析中，在开关管关断过程，考虑到结电容的影响，其两端电压都是缓慢上升的，故可以实现开关管的零电压关断；对于二次侧电容1和2，始终保持一个电容放电而另一个电容充电的状态，即有Dv1+Dv2=0。

由于电路拓扑的对称结构，后半个开关周期6～12时段内，变换器的工作过程与0～6时段完全对称，这里不再赘述。

2 电路特性分析

2.1 Buck/Boost电感电流及漏感电流分析

考虑到开关管开通关断的时间非常短，此期间电感电流基本不变，所以在变换器的稳态过程分析中，忽略死区时间与开关瞬间谐振过程的影响。当移相角为正且比较大时，系统工作于左外部模式。此时移相角满足

由于电路拓扑完全对称，电感1与2的电感值相等，所以只需分析电感1的电流变化。

0～4时段，S1导通，1承受反压释放能量，有

4～12时段，S2导通，1承受蓄电池电压线性充电，直到开关管S2关断时刻即下一个周期开始结束，所以有

（3）

此外，两个输入端口电压的关系为

所以得出

（5）

式中，s为系统开关频率；o、s分别为输出功率与端口1光伏的功率。

对于漏感r，0～2时段，有

令0=0，其中，，为变压器二次侧电容2电压折算到一次侧的电压。

2～4时段，有

4～6时段，有

电路结构完全对称，有

（10）

2.2 传输功率与移相角以及占空比的关系

忽略变压器与开关管的损耗，变换器输出的功率等于变压器传输的功率。左外部模式下

同理推出其他模式下的功率表达式，整理得

（12）

由式（12）可见，变换器的输出功率在开关频率不变的情况下，可通过改变移相角或占空比进行调节。图4给出了输出功率与移相角和占空比的三维曲线图，o是输出功率以b2/(psr)为基值归一化处理的结果。图5为输出功率与移相角和占空比的二维关系图。综合两图看出，变换器输出功率随移相角增大而增大，随占空比的增大而减小。

图4 输出功率与移相角和占空比的三维曲线

图5 输出功率与移相角和占空比的二维曲线

2.3 功率开关管的软开关分析

采用传统移相控制的DAB电路，利用变压器漏感与开关管结电容谐振，可以实现其所有功率开关管的软开关，但当移相角较小且漏感存储的能量不足时，则失去部分开关管的软开关。双向Buck/Boost电路，也可以利用滤波电感电流实现其开关管的软开关，但当电感电流的直流分量增加时，电感电流方向不变，导致其中一个开关管不能实现软开关。

本文研究的电路将DAB电路与双Buck/Boost电路集成后，通过上述移相加PWM控制，则可以实现所有功率器件大部分工作区域的软开关。由于该拓扑是对称结构，S3、S4、S6的零电压开通条件分别与S1、S2、S5相同，故只需分析S1、S2、S5即可。这里仍以左外部模式为例，对开关管的零电压开通条件进行分析。

对于开关管S1，实现零电压开通的临界条件是：0时刻，假设i1(0)-p(0)＞0，0～1时段，变换器处于谐振状态，恰好在1时刻，S2寄生电容电压充电至s，谐振电流为零，即i1(1)-p(1)=0，故推出实现S1的零电压开通条件

式中，p为开关管S2的结电容，并假设变压器一次侧开关管结电容都等于p。

对于开关管S2，实现零电压开通的临界条件是：4时刻，假设p(4)-i1(4)＞0，4～5时段，变换器处于谐振状态，恰好在5时刻，S1寄生电容电压充电至s，谐振电流为零，即p(5)-i1(5)=0，故推出实现S2的零电压开通条件

对于开关管S5，实现零电压开通的临界条件是：2时刻，如果p(2)＞0，2～3时段，变换器处于谐振状态，恰好在3时刻，S6寄生电容电压充电至o，谐振电流为零，即p(3)=0，故推出实现S5的零电压开通条件

（15）

式中，s为开关管S6的结电容，并假设变压器二次侧开关管结电容都等于s。

对于式（15）中，不等式右边无意义，说明p(2)＞0时，S5可以自动满足零电压开通条件。

如果p(2)＜0，2～3时段内，变换器分为两个状态，首先S6的反并联二极管续流导通，漏感r承受电压为s+o/(2)，电感电流迅速上升至零，之后工作于谐振状态，过程分析与p(2)＞0时2～3时段谐振状态类似。所以只要保证足够的死区时间，S5可以自动实现零电压开通。

联立式（5）、式（10）、式（12）～式（15），得到左外部模式下实现零电压开通的条件如式（16）所示。

同理内部模式下，开关管的零电压开通条件如式（17）所示。

右外部模式下，开关管的零电压开通条件如式（18）所示。

（17）

（18）

通过软开关条件式（16）～式（18）的分析，图6所示得到变换器在三种工作模式下实现软开关范围，图6a中阴影区域为光伏功率为正，占空比为0.4时S1与S2的软开关范围；图6b中阴影区域为开关管S5的软开关范围。能够看出，值越大，越利于S5零电压开通，反而不利于S1与S2的软开关实现，所以通过选取合适的，可以实现宽工作范围内所有功率器件的零电压开通。

本文中s=60V，b=24V，从图6b可知，选取=1.062 5，S5能够实现软开关，图7为变换器在不同占空比时实现软开关的范围，对比图7a和图7b可知，相对于传统移相控制，加入占空比控制，系统输出功率较小时，较大程度地改善了软开关实现条件。

（a）S1、S2软开关

（b）S5软开关

图6 变换器的软开关范围

Fig.6 The ZVS range of the converter

（a）=0.3

（b）=0.5

图7 不同占空比时实现软开关的范围

Fig.7 The ZVS range with different duty ratios

3 控制结构及控制策略

对于该拓扑，端口1与2可以分别接入光伏与蓄电池，图8为系统的控制结构图，光伏电压调节器（Solar Voltage Regulator, SVR）通过控制占空比，匹配其端口电压进而实现光伏最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking, MPPT）控制。近年来很多改进的MPPT控制算法[20-22]，以提高光伏发电系统的效率，鉴于本文研究重点在于PWM加移相控制的变换器工作原理特性分析，故采用了比较简单的恒定点电压跟踪（Constant Voltage Tracking,CVT）。对于输出电压调节器（Output Voltage Regulator, OVR），则是采用对移相角的调节来维持输出电压恒定。蓄电池作为自由端口，在维持系统功率平衡方面扮演了非常重要的角色，当负载较轻时，吸收光伏产生的多余能量实现储能；负载较重时，则向负载释放能量，用来补充负载消耗的能量；如果负载为馈能装置，蓄电池完全充当储能装置，吸收来自光伏与负载侧的能量之和。

图8 系统控制结构图

4 实验

建立了一个额定功率为300W的实验样机，如图9所示，具体电路参数如下：s=60V，b=24V，o=102V，=1，r=12mH，1=2=100mH，s=50kHz。

图9 变换器实验样机

图10为该变换器在三种模式下的稳态工作波形，图10中实验波形与上述工作原理分析一致。图10a和图10b分别工作在左外部与内部模式，能够看出，一次电压ab均超前于二次电压sec，移相角为正，蓄电池均处于放电状态。图10c能够看出，变换器工作在右外部模式下，移相角为负，负载馈能，蓄电池处于充电状态。

（a）左外部模式

（b）内部模式

（c）右外部模式

电路拓扑的对称性，决定了开关管S3、S4和S6的软开关特性分别与S1、S2和S5相似。图11a～图11c分别为图7a中工作点A处开关管S1、S2和S5的ZVS波形，可以看出，在加驱动之前，相应开关管漏源极电压已经下降至零，实现了零电压开通，工作点B与C零电压开通的实验结果与A点相似。图11d为工作点D处开关管S1硬开关波形，在给S1加驱动后，其漏源极电压强迫下降至零，未实现软开关，工作点D处S2和S5相关波形与图11b和图11c相似，均能够实现零电压开通。图12给出了光伏端口功率一定的情况下，变换器的负载切换波形，其中b为蓄电池端口电流，图12a为轻载与重载相互切换的相关波形，轻载时蓄电池充电，重载时蓄电池放电以补充负载消耗的能量；图12b为负载耗能（负载电流为正）与馈能（负载电流为负）两个状态的切换波形，负载耗能较重时，蓄电池放电，负载馈能时，蓄电池充电用来吸收来自光伏与负载的能量之和，其中负载切换瞬间，光伏电压与输出电压经过短暂的调节后基本保持不变。

（a）A点S1ZVS波形    （b）A点S2ZVS波形

（c）A点S5ZVS波形    （d）D点S1硬开关波形

图11 功率开关管开通波形

Fig.11 The turn-on waveforms for power switches

（a）轻载与重载切换   （b）耗能负载与馈能负载切换

5 结论

本文研究的三端口DC-DC变换器将两个双向Buck/Boost电路集成到传统的双有源桥式电路中，实现了功率器件的复用，提高功率密度，降低系统成本，该变换器可以应用在光伏-蓄电池等混合发电系统领域。通过移相加PWM的方式实现了对系统能量的管理与控制，较大程度改善了传统移相控制下DAB在移相角较小时软开关条件，使得在宽工作范围内能够实现所有功率开关管的软开关。

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Dual Buck/Boost Integrated Dual Active Bridge Three-Port DC-DC Converter

（Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan University Qinhuangdao 066004 China）

In this paper, Dual Buck/Boost integrated dual active bridge (DAB) three-port DC-DC converter combines the conventional DAB and two bidirectional Buck/Boost circuits. Hence power switches are shared, and the power density is improved. The PV-battery hybrid power system is taken as an example to analyze the proposed converter topology. The phase shift plus PWM control is adopted here. The phase shift angle is used to control the power flow between the input port and the output port, while the duty cycle is employed to match the input voltages. Thus the maximum power point tracking (MPPT) can be achieved and the power flow between PV and battery can be balanced. The basic operation principles, steady state characteristics and zero voltage switching (ZVS) conditions are analyzed. The ZVS conditions for the conventional DAB operating in small phase shift angle can be greatly improved, and thus the converter can operate under ZVS in a wide operation range. A 300 W converter prototype is built to verify all considerations.

Multi-port converter, bidirectional Buck/Boost circuit, dual active bridge circuit, zero voltage switching, phase shift + PWM control

TM46

国家自然科学基金（51077112）和河北省自然科学基金（E2012203163）资助。

2014-06-17 改稿日期 2014-12-17

孙孝峰 男，1970年生，博士，教授，研究方向为变流器拓扑及波形控制技术、功率因数校正与有源滤波技术、新能源变换与组网技术等。E-mail: sxf@ysu.edu.cn（通信作者）

刘飞龙 男，1988年生，博士研究生，研究方向为双向直流变换器拓扑及其控制。E-mail: feilong_liu@stumail.ysu.edu.cn