基于NCP1605G的大功率LED驱动电源的PFC电路设计

孙前刚，沙亮，刘刚

（中国船舶重工集团公司第七二三研究所，扬州225001）

基于NCP1605G的大功率LED驱动电源的PFC电路设计

孙前刚，沙亮，刘刚

（中国船舶重工集团公司第七二三研究所，扬州225001）

为了控制谐波对电网的污染，大功率LED驱动电源中有必要增加PFC模块。采用有源PFC工作原理实现了一种升压型变换器模块，并将功率因数控制器NCP1605G应用于一款大功率LED驱动电源的PFC级电路设计中。实验结果表明该变换器的输出电压稳定度高，功率因数达到0.9以上。

大功率；LED驱动电源；功率因数校正；NCP1605G

引言

大功率LED驱动电源是指主要用于LED路灯、隧道灯、地铁（轻轨）灯等户外大功率LED照明设备的驱动电源，属于开关电源的一种，其功能是把交流市电转换成直流电，同时完成与大功率LED电压和电流的匹配［1-2］。在开关电源的交流输入端，由二极管和大容量的电解电容组成的整流滤波电路被普遍使用。由于电路的非线性，这类电源的输入电流与电压并不是同相的正弦波，包含了大量的奇次谐波，导致功率因数较低。因此有必要对这类电源的输入电流波形进行整形，校正其功率因数。

两级式有源PFC变换器是比较成熟的功率因数校正方式，该方式的功率因数校正PFC（power factor correction）电路对谐波的处理很好，可以达到0.99以上的高功率因数，具有独立的PFC（power factor correction）级和DC-DC主功率级，前级功率因数校正PFC可以实现对DC-DC功率级的输入直流电压预调节，输出电压比较精确，带载能力较强，效率高，适用于功率较高的场合。目前100 W以上的LED路灯驱动电源多采用两级PFC变换器。

1　PFC电路工作原理

升压式Boost拓扑结构控制方式简单，功率因数较高，谐波失真较小，转换效率较高；输出电压较高，输出电容相对较小，易于电磁干扰EMI（electromagnetic interference）滤波。一般两级结构的驱动电源功率因数校正电路通常采用这种拓扑结构［3］。

Boost型功率因数校正电路按照电流波形可以分为：连续导通模式CCM（continuous conduction mode）、临界导通模式CRM（critical conduction mode）和断续导通模式DCM（discontinuous conduction mode）。3种工作模式的优缺点比较如表1所示［4］。

表1　boost电路3种工作模式的比较Tab.1 Comparison between three operating modes of BOOST circuit

由于临界导通模式具有高功率因数、功率开关管实现了零电流导通、功率二极管的损耗很小和控制电路简单等优点。临界导电模式的boost PFC电路为中小功率，尤其为高功率密度电源提供一种简便、有效的方法。本文研究的驱动电源输出功率为240 W，boost PFC电路的工作模式选择CRM。

PFC控制电路可以分为2类：第1类为频率固定的平均电流模式，此类控制电路需要IC控制芯片（如ST的L4981），控制电路结构复杂，一般用于250 W以上的CCM或DCM的电路；第2类为导通时间固定、频率可变的临界模式CRM，此类电路结构简单，但峰值电流较大，一般用于250 W以下的场合。本文研究240 W的功率输出，考虑到这两种控制方式的优缺点，boost PFC控制电路的工作模式选取CRM，该模式外围电路比较简单，虽然峰值电流比连续模式下要高，但一般的器件都可满足在低功率下的应力要求；控制芯片选择安森美半导体的NCP1605G。

PFC变换器电路如图1所示，图中BR为整流桥，交流正弦电压Uin经过整流后为U1（ωt）。控制环由升压电感L、功率开关管Q、输出整流管VD、滤波电容C和控制电路构成。图2为临界导通模式下一个开关周期中boost变换器的主要波形。

图1　PFC变换器电路Fig.1 PFC converter circuit

图2　临界导通模式下一个开关周期中boost变换器的主要波形Fig.2 Main waveforms of boost converter in one switching cycle under CRM

临界导通模式下boost电路的工作过程分两种。

①当开关管Q导通时，二极管VD反向阻断，输出电容C给负载提供能量，如图3所示。交流电压经过整流后加在升压电感L两端，电感电流线性上升，在t1时刻达到最大值ILpeak（t），则有

式中：ILpeak（t）为电感峰值电流；ton为一个开关周期内开关管导通时间。

图3　开关管导通时电路示意Fig.3 Schematic diagram when MOSFET is on

②当开关管Q关断时，在L上产生反向的电动势与vg（t）叠加后达到升压目的，使得二极管VD导通，升压电感L上存储的电能通过升压二极管VD给负载供电，并对输出电容C进行充电如图4所示。在开关管关断期间，升压电感上的压降为vg（t）-Uo，电流从最大值ILpeak减小到0，电感电流的瞬时值为IL（off），PFC输出电压为Uo，此时有

图4　开关管关断时电路示意Fig.4 Schematic diagram when MOSFET is off

由式（1）得

因为开关管导通时间恒定，即ton为定值，所以每个开关周期中电感峰值电流iLpeak（t）与输入经整流后的电压vg（t）成正比。恒定导通时间内电感电流波形如图5所示。则电感电流平均值iLavg（t）为

因此电感电流与vg（t）成正比，即意味着输入电流与输入电压同步，实现了功率因数校正。

图5　恒定导通时间下电感电流波形Fig.5Waveform of inductor current under constant conduction time

2　PFC电路参数设计

本文基于安森美半导体的NCP1605G芯片，采用有源PFC工作原理实现了升压型boost变换器。NCP1605是增强型高压、高能效待机模式功率因数控制器，能够工作在固定频率DCM或CRM。这器件整合了构建功能强大的PFC段所需的全部特性。NCP1605作为PFC主控端工作，以确保电源的第二段仅在安全条件下启动。此外，还集成跳周期功能，将待机损耗降到最低。

2.1PFC电路设计参数

根据驱动电源整体设计参数要求，确定了PFC电路的输入输出参数规格，如表2所示。

表2　临界导通模式PFC输入输出参数规格Tab.2 Input and output specifications of PFC under CRM

2.2升压电感的选择

升压电感决定于输出功率和最低开关频率。最小开关频率需要高于最大音频噪声带宽20 kHz。最小频率接近20 kHz可以降低开关损耗，其代价是增大了电感和线路滤波器的尺寸。最小频率过高会增大开关损耗，使系统对噪声产生响应［5］。

在一个工作周期内开关管的导通时间ton和关断时间toff分别为

式中：θ为电感电流相位角；ILpk为电感峰值电流；VAC为输入交流电压有效值。由式（5）可知开关管导通时间与电感电流相位无关，联立式（5）与式（6），可以得到开关管工作周期为

由式（8）可知，一个工作周期内，当sin θ=0时，开关频率最小；当sin θ=1时，开关频率最大。当PFC输出电压大于405 V时，最小开关频率出现在最小输入电压处。采用最小开关频率设计电感是为了避免出现开关噪声，本文将最小开关频率设置为50 kHz。

升压电感计算公式为

则当输入电压为90 V时，升压电感为221 μH，实际选择升压电感为240 μH。

2.3主开关管的选择

开关管主要考虑的参数有：漏源极导通电阻RDS（on）和耐压VDS。开关管的耐压VDS要大于开关管漏源极的反向电压，且一般要留有20%的电压裕量，因此有

流过升压电感的峰值电流为

流过开关管的均方根电流为

开关管的电流一般选择为均方根电流的3倍，因此有

本文选择MOS管型号为FMH20N60S1，其主要技术参数为：VDS=600 V，IMOS=20 A，RDS＜0.19 Ω，满足设计要求。

2.4输出电容的选择

PFC输出电压含有输入交流2倍频率的电压纹波。输出电容的主要作用是在开关导通时向负载供电，以及抑制输出电压的纹波。

在开关导通时，选取输出电容Cout时首先要考虑输出电容向负载供电的保持时间，其次要考虑输出电压纹波要求。这里设定保持时间为20 ms，电压纹波15 V。PFC的输出电压波形含有100 Hz电压纹波，则电压纹波ΔVout与输出电容Cout的关系为

式中：f为输入交流电的频率；ESR为电容等效串联电阻。选用低ESR、大容量的电容对降低纹波有利。当ESR较小时，计算过程中可以忽略ESR的影响。为满足设计纹波的需要，输出电容Cout应当满足

鉴于线路掉电一个周期（20 ms）内，允许的最小输出电压为320 V，则电容取值应为

考虑到电路的安全性，选择输出电容为150 μF/450 V的铝电解电容。

2.5升压二极管的选择

升压二极管必须采用反向恢复快的二极管。二极管反向电压必须大于PFC最大反向输出电压，考虑到安全性，选择耐压为600 V的快速恢复二极管。二极允许通过的电流应该大于输出电流值峰值，考虑到安全性，在设计中应大于0.55 A，本文选择BYT79X-600（600 V，15 A）二极管。其导通电压Vth=1.2 V，反向恢复时间trr≤15 ns。

3　控制电路设计

3.1输出电压反馈和过压功能的计算

由于反馈引脚和过压引脚的参考电压相同，所以可采用如图6所示的单支路反馈方式，通过调节Rout2和Rout3的阻值比例设定过压阈值。过压阈值的计算公式为

图6　单支路反馈方式应用电路Fig.6 Circuit of single branch feedback

设定VOVP=103%×Vout，考虑到功率等因数，选择Rout3=1 kΩ，则Rout2=34 kΩ，Rout1=6 MΩ，Rout1采用3个2 MΩ电阻串联，实际功耗0.32 W。

3.2电流取样网络的设计

图7为NCP1605G芯片的电流取样模块的功能示意，在主回路中对地接入电流取样电阻RSENSE，可知CSin引脚的电压与电感电流成正比，芯片中集成了一个运放以吸收电感电流，从而使得CSin引脚电压为0，在RSENSE电阻与CSin引脚间串入电阻Rocp，可得流入CSin引脚的电流为

图7　NCP1605G芯片的电流取样模块的框图Fig.7 Block diagram current sense model ofCP1605G

因此CSin引脚的电流与电感电流成正比，即

Ipin5的最大值为250 μA，则

考虑到功耗和噪声抑制等因数，选择RSENSE= 0.05 Ω，ROCP=2.1 kΩ。

4　实验结果

按照上述设计的电路参数，完成了样机的制作，并进行了性能测试，该样机电源实现了PFC功能，并可输出428 V的额定直流电压。

输入为220 VAC、满载时，驱动引脚电压波形和电感电流波形如图8所示。由图可见，当驱动引脚为高电平时，MOSFET导通，电感电流线性上升；当驱动引脚为低电平时，MOSFET关断，电感电流线性下降。

图8　满载时驱动引脚电压和电感电流波形Fig.8 Driver pin voltage and inductor current waveforms at full load

图9为输入为220 V，满载时APFC输出电压波形。由图可见电压平均值为428 V，电压波形上叠加了100 Hz的纹波，纹波峰峰值为14.6 V，符合设计要求。

图9　APFC输出电压波形Fig.9 Output voltage waveform of APFC

图10为样机电源输入电压为220 V时，APFC电路的输入电压和输入电流波形。由图可见，输入电流和输入电压的相位一致，测得功率因数达到0.97，总谐波畸变率为11.4%。可见功率因数校正的效果较好，符合设计要求。

图10　APFC输入电压和输入电流波形Fig.10 Input voltage and current waveforms of APFC

5　结语

本文将NCP1605G功率因数校正控制器应用于大功率LED驱动电源设计中，有效改善了电路的功率因数，提高了系统效率。该芯片外围电路较少，工作可靠，极大地减少了设计周期，为中功率及以上开关电源的快速、可靠设计提供了可能。

［1］刘胜利.最新LED照明电源与制作开关电源［M］.北京：科学出版社，2011.

［2］毛兴武，毛涵月，王佳宁，等.LED照明驱动电源与灯具设计［M］.北京：人民邮电出版社，2011.

［3］白彪.大功率LED驱动电源的研制［D］.西安：西安电子科技大学，2014. Bai Biao.Research on the High Power LED Drive［D］. Xi'an：Xidian University，2014（in Chinese）.

［4］李宗杰.路灯用LED驱动电源的研究和设计［D］.大连：大连理工大学，2011. Li Zongjie.Research and design of LED road lamp driver［D］.Dalian：Dalian University of Technology，2011（in Chinese）.

［5］骆康成.大功率LED驱动研究［D］.杭州：浙江大学，2013. Luo Kangcheng.The Research of High Power LED Driver［D］.Hangzhou：Zhejiang University，2013（in Chinese）.

Design of PFC Circuit for High-power LED Driver Based on NCP1605G

SUN Qiangang，SHA Liang，LIU Gang
（723rdResearch Institute，China Shipbuilding Industry Corporation，Yangzhou 225001，China）

In order to control the pollution of harmonic wave to power grid，it is necessary to add power factor correction（PFC）module to high-power LED driver.A boost converter module is implemented on the basis of active power factor principle.The PFC circuit for high-power LED driver based on NCP1605G is designed in the paper.The results prove that the converter can work with high output voltage stability and the power factor can reach over 0.9.

high-power；LED driver；power factor correction（PFC）；NCP1605G

孙前刚

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.5.76

TM 46

A

孙前刚（1989-），男，通信作者，硕士，工程师，研究方向：高频开关电源，E-mail：15050724453@126.com。

沙亮（1973-），男，本科，高级工程师，研究方向：高频开关电源，E-mail：shaliang@haibowei.com.cn。

刘刚（1973-），男，硕士，工程师，研究方向：高频开关电源，E-mail：liugang@haibowei.com.cn。

2016-01-23